一种高效率并联型E逆F类功率放大器匹配电路的制作方法

本实用新型涉及无线通信功放
技术领域：
，尤其涉及一种高效率并联型E逆F类功率放大器。
背景技术：
：目前，随着移动通信系统的进一步发展，功率放大器现已广泛应用于通信系统，在当今通信领域，随着便携式蜂窝终端、基站等尺寸的减小与重量的降低以及第四代移动通信系统的使用，通信系统对功率放大器效率和线性度要求越来越高。因此高效率功率放大器会成为未来通信终端的关键构成部分，而高效率功率放大器的设计也必将成为功放研究领域的热点。在效率功率放大器中，开关型E类功率放大器是其中最基本的一类。E类功率放大器因晶体管轮流经历导通与截止状态，通过减小晶体管电流与电压重叠的程度来降低晶体管本身的消耗功率，从而在理论上可以达到100%的效率。经典的E类功率放大器由晶体管、并联电容、基波的串联LC谐振电路、串联的剩余电感及偏置电路几个模块构成。具体电路如图1所示。经典的E类功率放大器通过满足在关断状态切换到导通状态时的边界条件，即：零电压开关和零电压导数转换，使得晶体管电流与电压交叠程度为零，来达到理论效率100%。由Grebennikov提出的新型并联型E类功率放大器，沿袭了开关类功率放大器的高效率特点。其电路结构由晶体管、并联LC电路、基波的串联LC谐振电路及偏置电路几个模块构成。具体电路如图2所示。其原理与经典的E类功率放大器一致，同样要满足在关断状态切换到导通状态时的边界条件。但相比于经典的E类功率放大器，并联型E类功率放大器对于晶体管的击穿电流要求更低，最大载波频率更高，因而并联型E类功率放大器的设计成为一个热门的研究领域。对于经典的E类功率放大器，文献[1]对其进行了推导和合理的解释，成功的将E类功率放大器带入人们的视野中。而近年来，并联型E类功率放大器的研究也悄然起步。文献[2]提出了并联型E类功率放大器的基本结构。而文献[3]提出了并联E类功率放大器新型的拓扑结构，为并联E类功率放大器的研究提供了新思路。文献[4]提出了E逆F类功率放大器的结构，为本实用新型提供了理论基础。【参考文献】[1]F.H.Raab，“IdealizedOperationoftheClassETunedPowerAmplifier，”IEEETrans.CircuitsandSystems，Vol.CAS-24，pp.725-735，Dec.1977。[2]A.GrebennikovandH.Jaeger，“ClassEwithparallelcircuit—Anewchallengeforhigh-efficiencyRFandmicrowavepoweramplifiers，”inIEEEMTT-SInt.Microw.Symp.Dig.，2002，vol.3，pp.1627–1630。[3]JesusCumanaandAndreiGrebennikov，“AnExtendedTopologyofParallel-CircuitClass-EPowerAmplifiertoAccountforLargerOutputCapacitances”IEEETransactionsonMicrowaveTheoryandTechniques，vol.59，no.12，Dec.2011。[4]A.Grebennikov，“High-EfficiencyClassE/FLumpedandTransmission-LinePowerAmplifiers”IEEETransactionsonMicrowaveTheoryandTechniques，vol.59，no.6，Dec.2011。技术实现要素：针对现有技术中存在的问题，本实用新型结合了并联型E类功放和经典的逆F类功率放大器的结构，创新性的提出了一种同时具有并联型E类功率放大器和逆F类功率放大器阻抗条件的E逆F功率放大器，在满足经典E类功率放大器在关断状态切换到导通状态时的边界条件的前提下，引入了逆F类的高次谐波控制电路，从而在有效实现高效率功率放大器的同时，降低了晶体管对于击穿电压的要求，达到了在更广范围利用E类功率放大器的效果；并且其功率输出能力相比E类其他功放都要大。一种高效率并联型E逆F类功率放大器匹配电路，其原理框图如图3所示。晶体管输出端包括：并联型E类功率放大器电路、逆F类高次谐波控制电路及晶体管偏置电路。所述并联型E逆F类电路位于晶体管输出端和负载阻抗之间，所述的并联型E类功率放大器由并联的LC和串联的L0、C0组成。所述的逆F类高次谐波控制电路由串联的Ln、Cn组成。所述的偏置电路由电源Vbb到晶体管基极的电路和电源Vcc到晶体管集电极的电路组成。所述功率放大结构为共射极的功放管，所述功放管的输入端为基极，输出端为集电极。经典的并联型E逆F功率放大器电路如图3所示。负载网络由并联电感L、并联电容C、对于n次谐波谐振的串联LnCn电路、基波的串联L0C0谐振电路、负载R构成。这里，晶体管被看做一个在关断到导通状态下切换的理想开关。因此，当开关处于开路状态时，晶体管集电极电压波形由负载网络的短暂响应所决定。这里，为了分析方便，我们有如下几个假设：．晶体管的膝点电压为零，饱和时的电阻为零，关断时的电阻为无穷大。并且晶体管被视为无损且瞬时变化的开关。．并联电容C是线性的。．串联的谐振电路在n次谐波下，阻抗为零；在其他谐波下，阻抗为无穷大。．整个电路除了负载以外是无损的。．串联L0C0谐振电路被调谐到基波频率下，且其品质因数足够大。经典的E类功率放大器的晶体管开关条件可以写成：这里的电压指的是开关两端的电压。流过负载的电流iR和n次谐波的电流in均是正弦波，因此可以被写成：这里，IR是基波频率下电流的幅值，In是n次谐波下电流的幅值，是电流的初相位。当开关在0≤ωt≤π开启时，开关两端的电压v和流过并联电容的电流iC都等于零。因此，v(ωt)=Vdd–vL(ωt)=0，且iC(ωt)=ωC[dv(ωt)/d(ωt)]=0。所以流过开关的电流可以被写成负载电流iR(ωt)、n次谐波电流in(ωt)和电感上的电流iL(ωt)之和，即：对于初始的开启状态，i(0)=0。在ωt=0时，流过直流馈电电感L的电流iL(ωt)可以写成因此：对于任意的n，其谐波电流In的幅值可以被写成：这里：因此，n次谐波的电流In与基波频率下的电流IR的比值可以被写成:当开关在π≤ωt≤2π处于关断状态时，流过开关的电流i(ωt)等于零。而流过并联电容的电流iC(ωt)可以表示成电感上的电流iL(ωt)、n次谐波电路上的电流in(ωt)和负载上的电流iR(ωt)之和，即：根据初始条件v(π)=0和。上述方程可以表示成二阶非线性微分方程：其通解形式可以写成：这里系数C1和C2可以通过ωt=π的边界条件求得。直流供电电压Vdd可以表示成（13）的傅里叶展开式：由于基波频率下的漏极电压被完全加到了负载上，因此其电抗部分必须为0，即：因此，对于特定的三次谐波调谐电路，即n=3。通过（1），（15）和（16），我们可以解的其中的三个未知参数的值：在图4(a)-(e)中，当ωt处于[π，2π]时，理想并联型E逆F3型功率放大器的归一化漏极电压、漏极电流、流过电容的电流、流过3次谐波的电流和负载电流均被展现出来。从漏极电压和漏极电流的波形可以看出：当晶体管开启时，开关上没有任何电压，并且流过开关的电流由直流电流，三次谐波电流，负载电流构成。然而，当晶体管处于关断状态时，所有电流均流向并联电容。在这情况下，漏极电压和电流不会产生重叠，因此理想的漏极效率为100%。流过开关的基波频率下的电流i1(ωt)可以有两个正交分量组成，iR和iX。其等效电路如图5所示。他们的幅值可以通过傅里叶展开求得：因此，基波频率下开关两端的电压与电流的夹角ϕ可以表示成另一方面，相位角ϕ可以表示成负载元件的函数，即：因此，并联电感和并联电容可以得到：同时，负载R也可以直流供电电压Vdd和输出功率Pout表示出来：此外，串联谐振电路的电路参数选择主要依赖于负载的品质因数QL，且他的值越大越好。因此，电路参数可以得到：峰值漏极电压和漏极电流可以通过（5）、（13）、（14）、（17）-（19）求得：从上式可以看出并联型E逆F3功率放大器峰值电压相比于经典E类功率放大器的峰值电压，下降了13.4%。另一个功率放大器的性能指标—功率输出能力cp，可以用（28）和（29）表示出来最大的操作频率fmax可以通过（25）得到，这里的C应该是器件的输出电容Cout他的值是经典E类功率放大器fmax的1.38倍。具体经典E类功放、并联型E类功放、E逆F3型功放和并联型E逆F3类功放的比较高效功率放大器类型Vdd/VmaxImax/I0cpKf经典E类功率放大器3.562.840.09810.0506并联E类功率放大器3.6472.6470.10360.0798E逆F3功率放大器3.1423.0560.10410.0506并联型E逆F3功率放大器3.2792.9150.10460.0698如上表所示。一种高效率并联型E逆F类功率放大器匹配电路对并联E类功率放大器进行改进，创造性的提出了一种新型结构，通过加入逆F类的电路结构，在保持开关类功率放大器高效率优点的同时，不仅使得晶体管的击穿电压要求更低，而且最大载波频率更高，有效地提高了电路的性能，为在更广范围使用功率放大器提供了可能。附图说明图1是经典E类功率放大器的电路原理图；图2是一种高效率并联型E类功率放大器的原理框图；图3是一种高效率并联型E逆F类功率放大器的原理框图；图4（a）是理想并联型E逆F3型功率放大器的归一化漏极电压波形图；图4（b）是理想并联型E逆F3型功率放大器漏极电流波形图；图4（c）是理想并联型E逆F3型功率放大器流过电容的电流波形图；图4（d）是理想并联型E逆F3型功率放大器流过3次谐波的电流波形图；图4（e）是理想并联型E逆F3型功率放大器负载电流波形图；图5是一种高效率并联型E逆F类功率放大器的基波条件下等效电路图；图6是通过微带线对并联型E逆F3功率放大器具体实施方式的电路图；图7（a）是在三次谐波下，负载网络从漏极看进去的电路结构；图7（b）是在二次谐波下，负载网络从漏极看进去的电路结构；图7（c）是在基波下，负载网络从漏极看进去的电路结构。具体实施方式为了更清楚的说明本实用新型的技术方案，下面结合附图和实施例对本实用新型作进一步说明。对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。根据上述理论推导，我们采用微带线闪现。具体电路图如6所示。传输线TL1-TL4组成了谐波控制电路，传输线TL5-TL6组成了基波阻抗匹配电路。为了分析方便，我们假设所有传输线的特征阻抗均为Z0。图7（a）表示在三次谐波下，负载网络从漏极看进去的电路结构。由于开路短截线TL2在三次谐波下的阻抗为零，呈现短路状态。所以Znet(3ω0)=0，满足负载网络三次谐波的条件。图7（b）表示在二次谐波下，负载网络从漏极看进去的电路结构。由于短路短截线TL2在二次谐波下的阻抗为零，呈现短路状态。同时，传输线TL1、TL2在二次谐波下构成谐振，使得其整体表现为开路状态。所以，等效电路只有传输线TL3。因此，传输线TL3在二次谐波下的阻抗可表示成：另一方面，根据原理图3，在二次谐波下，从漏极看到的负载网络由LC并联电路组成，其阻抗可以表示成：因此，联立（24）、（25）、（2），在二次谐波下负载网络的阻抗就等于：这里，。通过联立（1）和（3），传输线TL3的电长度可以表示成：这里k取适当的值使得取最小的正值。图7（c）表示在基波下，负载网络从漏极看进去的电路结构。由于短路短截线TL2在基波下的阻抗为零，呈现短路状态，因此等效电路即如图7（c）所示。首先，根据原理图3所示，基波条件下，从漏极看进去的负载网络由RLC并联电路组成。因此负载网络可以表示成：这里，联立（24）、（25）和（5），基波负载网络可以表示成:因此：其次，从参考平面V1看到的基波负载网络的导纳可以通过TL1、TL2和得到：这里k等于：因此，从参考平面V1看到的基波负载网络的阻抗可以表示成：既然从参考平面V1看到的基波负载网络的阻抗已经得到，显然从参考平面V2看到的基波负载网络的阻抗可以由和TL3得到：因此，根据（11）从参考平面V2看到的基波负载网络的阻抗可以表示成：又根据（10）和（12），从参考平面V2看到的基波负载网络的阻抗可以表示成：这里，当由（4）决定后，R2和X2的值也可确定。最后，不论X2的值是正还是负，基波负载网络总是可以通过L型传输线TL5和TL6实现到50欧姆的阻抗匹配。在实际设计中，晶体管选用型号为CreeCGH40010F的10WGaNHEMT晶体管。对该晶体管由制造商提供的寄生分量的具体数值如下：晶体管漏极和源极之间的寄生电容Cds=1.2pF，寄生电感Ld=0.55nH，封装寄生电容Cp=0.2pF。当前第1页1 2 3