的情况下的时序图。
[0043] 图19是从杂散音分散装置IB中去除相位调整部10后的装置的时序图。
[0044] 图20是示出输出基准信号Fcj以及输出被测定信号Fxj的一例的时序图。
[0045] 图21是示出FDSM(j)的输出数据OUTj的一例的时序图。
[0046] 图22是在杂散音分散装置IB中设为η = 4的情况下的时序图。
[0047] 图23是从杂散音分散装置IB中去除了相位调整部10后的装置的时序图。
[0048] 图24是设被测定信号Fx的1. 5个周期为D且施加将其4等分的延迟的情况下的 杂散音分散装置的时序图。
[0049] 图25是设被测定信号Fx的2个周期为D且施加将其2等分的延迟的情况下的杂 散音分散装置的时序图。
[0050] 图26是用于说明式1的时序图。
[0051] 图27是具有比较部的杂散音分散装置的框图。
[0052] 图28是示出实施例的FFT分析结果的曲线图。
[0053] 图29是示出比较例1的FFT分析结果的曲线图。
[0054] 图30是示出比较例2的FFT分析结果的曲线图。
[0055] 图31是比较例2的时序图。
[0056] 图32是应用例的频率计测装置100的框图。
[0057] 图33是示出实施例的频率计测结果的曲线图。
[0058] 图34是示出比较例的频率计测结果的曲线图。
[0059] 标号说明
[0060] 1Α、IB杂散音分散装置；10相位调整部；30加法器；40数据线；20图像处理部； 30扫描线驱动电路；40频率数据生成部；50比较部；100频率计测装置；Fx被测定信号； Fxl~Fxn输出被测定信号；Fc基准信号；Fcl~Fcn输出基准信号；OUTl~OUTn输出数 据；Y频率Δ-Σ调制信号。
【具体实施方式】
[0061 ] 以下，参照附图，对本发明的实施方式进行说明。
[0062] < 1.第1实施方式>
[0063] < 1-1 :整体结构〉
[0064] 图1示出第1实施方式的杂散音分散装置的框图。如该图所示，杂散音分散装置 IA具有：相位调整部10,其调整被测定信号Fx和基准信号Fc的相位，输出η (η为2以上 的自然数）组的输出被测定信号Fxl~Fxn以及输出基准信号Fcl~Fcn ;并联化的η个 FDSM⑴~FDSM (η);以及加法器30。
[0065] 第j (j为1以上且η以下的任意自然数）个FDSM(j)使用输出基准信号Fe j，对输 出被测定信号Fx j进行频率Δ - Σ调制，生成输出数据OUT j。加法器30将输出数据OUTl~ OUTn相加，生成频率Δ-Σ调制信号Y。
[0066] FDSM(j)具有：递增计数器21，其对输出被测定信号Fxj的上升沿进行计数，输出 表示计数值的计数数据Dc ;第1锁存器22,其与输出基准信号Fe j的上升沿同步地对计数 数据Dc进行锁存，输出第1数据Dl ;第2锁存器23,其与输出基准信号Fcj的上升沿同步 地对第1数据Dl进行锁存，输出第2数据D2 ;以及减法器24,其从第1数据Dl减去第2数 据 D2,生成输出数据 OUTj。FDSM ⑴~FDSM (j-Ι)和 FDSM (j+Ι)~FDSM (η)与 FDSM (j)同 样地构成。
[0067] 该例的FDSM (j)也称作一次频率Δ - Σ调制器，其根据输出基准信号Fe j，对输出 被测定信号Fxj的计数值进行2次锁存，以输出基准信号Fe j的上升沿为契机，依次保持输 出被测定信号Fxj的计数值。在该例中，假定在上升沿进行锁存动作的情况，但也可以在下 降沿进行锁存动作。此外，减法器24对所保持的两个计数值的差分进行运算，由此，随时间 经过而以没有不检测期间的方式输出在输出基准信号Fcj推进1个周期的期间内观测到的 输出被测定信号Fxj的计数值的增加量。在设被测定信号Fx的频率为fx、基准信号Fc的 频率为fc时，频率的比为fx/fc。FDSM(j)将频率比作为数字信号串输出。从FDSM(j)输 出的输出数据OUTj包含量化误差。
[0068] 该数字信号串是数据串/数据流，在用1比特表示的情况下，被特别称作比特串/ 比特流等。第1实施方式的杂散音分散装置IA对应于数据流。在第2实施方式中，说明对 应于比特流的方式。
[0069] < 1-2 :频率Δ-Σ调制与杂散音之间的关系>
[0070] 接下来，对频率Δ-Σ调制与杂散音之间的关系进行说明。作为被测定信号Fx， 考虑1个周期为21 μ S的信号（47. 619047kHz)。此外，作为基准信号Fc，考虑1个周期为 66 μ S的信号（15. 15kHz)。这对应于被测定信号Fx的频率fx高于基准信号Fc的频率fc 的情况。fx与fc之比由下式给出：
[0071] fx :fc = l/21e 6:l/66e 6= 22 :7。
[0072] 在该情况下，被测定信号Fx的22个周期和基准信号Fc的7个周期的时间相等。 艮P，按照每个21 μ SX 22 = 66 μ SX 7 = 462 μ S，重复相同的数据串。
[0073] 考虑此时的FDSM(j)的动作，则在输出基准信号Fcj前进1个周期的期间内，输出 被测定信号Fxj前进22/7个周期=3+1/7个周期，计数值增加3或4。因此，随时间经过而 从减法器24输出3或4。在图2中，以输出基准信号Fcj和输出被测定信号Fxj的上升沿 变为一致的情况为起点而示出这些关系。在图2中，还示出了，从输出基准信号Fej和输出 被测定信号Fxj的上升沿变为一致的瞬间起462 μ S后，上升沿再次变为一致。通常，即使 在以输出基准信号Fcj和输出被测定信号Fxj的上升沿不一致的情况为起点的情况下，与 该相位的偏差对应的脉冲串同样以462 μ S周期重复，但是，此处，为了简化，示出了以输出 基准信号Fcj和输出被测定信号Fxj的上升沿一致的瞬间为起点的情况。
[0074] 如图3所示，在实际的FDSM(j)的输出数据OUTj的数据串中，按照462 yS周期出 现"3433333"的重复模式。另外，图1的FDSM(j)的动作开始时的第1锁存器22以及第2 锁存器23的输出不固定，因而，图3示出最初的462 μ S的周期循环一次后的第二次循环的 重复模式。关于该462 μ S周期的重复模式，考虑图4所示的输出被测定信号Fxj的周期的 前进，则容易理解。该例的情况下，意味着：在输出基准信号Fcj前进最初的1个周期的期 间内，输出被测定信号Fxj前进3+1/7个周期，在关注输出被测定信号Fxj的第4周期时， 以输出被测定信号Fxj的第3周期的结束为基准，前进1/7个周期。之所以出现这样的非 整数，是因为输出被测定信号Fxj与输出基准信号Fcj的频率比或周期比的值不为整数关 系，自输出被测定信号Fxj的第3周期结束起前进1/7个周期后的时点成为输出基准信号 Fcj的第2周期的输出被测定信号Fxj的相位的起点。进而，在输出基准信号Fcj的第2周 期的结束处，从最初数起，输出被测定信号Fxj前进了 6+2/7个周期。考虑到这些，则意味 着，输出基准信号Fcj每前进7个周期，迀移次数的非整数部分恢复为0(在以输出被测定 信号Fxj与输出基准信号Fcj的上升沿不一致情况为起点的情况下，与其相位的偏差对应 的非整数）。与输出被测定信号Fxj的电平无关，这样的有周期性的重复模式具有的频率成 分引起的噪声是杂散音。
[0075] 杂散音是因基于输出基准信号Fcj和输出被测定信号Fxj的相位关系的量化误差 而在FDSM(j)内部产生的。在不产生杂散音的情况下，FDSM(j)的输出数据OUTj的变化表 示输出被测定信号Fxj相对于输出基准信号Fcj的波动或变动，因此，在忽略杂散音的影 响的情况下，在输出被测定信号Fxj相对于输出基准信号Fcj既没有波动也没有变动的情 况下的输出数据OUTj可以视为直流。反过来讲，在输出数据OUTj变化中，输出被测定信号 Fxj相对于输出基准信号Fcj的变动会与杂散音的影响叠加而出现。关于杂散音，可通过对 FDSM(j)的输出数据OUTj实施滤波处理来去除或减轻。
[0076] 但是，滤波器的性能是有限的，在输出被测定信号Fxj的频率fx及变动未知的情 况下，存在不能确定滤波器的规格的问题。此外，还会妨碍处于滤波器阻带内的输出被测定 信号Fx j相对于输出基准信号Fe j的波动及变动成分的检测。因此，在使用FDSM的高精度 测定中，杂散音自身的抑制成为重要的问题。
[0077] 接下来，对使FDSM并联化连接的情况下的杂散音进行研究。图5为如下例子：使 4个FDSM(I)~FDSM(4)简单地并联化，将输出数据OUTl~0UT4相加。该装置从图1所示 的杂散音分散装置IA去除了相位调整部10,向4个FDSM(I)~FDSM(4)直接提供被测定信 号Fx和基准信号Fc。
[0078] 此处，在被测定信号Fx为图2所示的输出被测定信号Fxj且基准信号Fc与图2所 示的输出基准信号Fcj相同的情况下，图5所示的装置的时序图成为图6所示那样。对图 6和图3进行比较可知，即使使4个FDSM(I)~FDSM⑷并联化，图3所示的1个FDSM(j) 的"3433333"的重复模式只是变为"12 16 12 12 12 12 12"。即，频率Δ-Σ调制信号Y 的强度变为4倍，而量化误差也变为4倍，因此，可以说"3433333"与"12 16 12 12 12 12 12"的SNR相同。即，意味着：如果仅简单地使FDSM并联化，则出现的杂散音的影响没有变 化。从图6可知，其原因在于，在FDSM(I)~FDSM(4)输出之间，杂散音的相位关系一致。因 此，不仅仅是并联4个，即使并联5、6、7…η个，也没有变化。
[0079] 已知，这样的杂散音的相位取决于向FDSM输入的两个信号的相位关系。此外，为 了在η个并联的FDSM输出之间使杂散音的相位关系分散，可以使构成η个并联的各个单一 FDSM输出中出现的重复模式的相对位置错开，为此，需要使向各FDSM输入的输出被测定信 号与输出基准信号的并联输入之间的相对相位关系分散。
[0080] < 1-3 :相位调整部>
[0081] 在本实施方式中，相位调整部10以使得输出数据OUTl~OUTn的杂散音的相位均 不同的方式，相对地调整被测定信号Fx和基准信号Fc的相位，生成η组的输出被测定信号 以及输出基准信号（Fxl、Fcl)、（Fx2、Fc2)、…（Fxn、Fcn)。
[0082] 此处，如图7的（A)所示，相位调整部10利用延迟电路DLxl~DLxn-I使被测定 信号Fx依次延迟，生成输出被测定信号Fxl~Fxn，利用延迟电路DLcl~DLxn-I使基准信 号Fc依次延迟，生成输出基准信号Fcl~Fen。或者，如图7的（B)所示，在相位调整部10 中，利用延迟电路DLxl~DLxn-I使被测定信号Fx依次延迟，生成输出被测定信号Fxl~ Fxn，不使基准信号Fe延迟而作为输出基准信号Fcl~Fen。此外，也可以是，如图7的（C) 所示，在相位调整部10中，不使被测定信号Fx延迟而生成输出被测定信号F