值Zl的顺 序增加之后，再按照最大值Z1、中间值Z3、最小值Z2的顺序减少。由此，实现了使高频信号线 路IOa变薄，且尽管使高频信号线路IOa变薄，但由于使信号线20的电极宽度变宽，因此，能 扩大信号线20和接地导体22,24中流过高频电流的电极部分的表面积，且减少高频信号的 传输损耗。另外，如图8所示，由于1个周期（区域Al和2个区域A2及区域A3)的长度AL缩短至1 ~5mm，因此，能在更高的高频频段抑制不必要的福射，且能改善传输损耗。另外，通过将区 域A3置于区域Al的两端，使由流过信号线20的电流所产生的强磁场不直接传输到区域A2， 从而使区域A2的接地电位稳定，确保了接地导体24的屏蔽效果。由此能抑制不必要的福射 的产生。其结果是，在高频信号线路IOa中，即使信号线20与接地导体22,24的距离减小，也 能使信号线20的线宽变宽，在确保特性阻抗不变的情况下减少传输损耗，能谋求使不必要 的福射较少的高频信号线路IOa变薄。因此，能容易地弯曲高频信号线路10a，能使高频信号 线路IOa弯曲并使用。
[0111] 另外，根据高频信号线路10a，随着接地导体24中接地电位的稳定，能减少传输损 耗，还能提高屏蔽特性。更详细而言，在高频信号线路IOa中，区域Al中开口30的宽度Wl大于 区域A3中开口 30的宽度W2。由此，在高频信号线路IOa中，位于区域Al内的信号线20的磁场 能量高于位于区域A3内的信号线20的磁场能量。另外，位于区域A2内的信号线20的磁场能 量低于位于区域A3内的信号线20的磁场能量。因此，信号线20的特性阻抗按照Z2、Z3、Z1、 Z3、Z2……的顺序反复变化。因此，在信号线20中，在X轴方向上相邻部分中的磁场能量的变 化变缓。其结果是，在单位结构（区域Al~A3)的边界上磁场能量变小，抑制了接地导体的接 地电位的变化，抑制了不必要的福射的产生和高频信号的传输损耗。换而言之，利用区域A3 能抑制桥状部60中不必要的电感分量的产生，其结果是，能减小桥状部60和信号线20之间 的互感分量，还能使接地电位稳定。因此，尽管变薄且在接地导体上具有相对较大的开口 30,却仍然能减少不必要的福射，并且能减少高频信号的传输损耗。
[0112] 另外，通过在桥状部60的延伸方向上配置贯通孔导体Bl~B3,能进一步地抑制在 桥状部60中产生不必要的电感分量。特别地，通过使开口 30的X轴方向上的长度GU即桥状 部60之间的长度)大于区域Al中开口部的宽度Wl，能尽可能地增大开口30的面积W达成规 定的阻抗，并且能抑制不必要的福射的产生。
[0113] 另外，开口 30形成为周期性地配置在信号线20延伸的方向（X轴方向）上的结构的 单位结构。由此，在开口 30内能W开口 30的X轴方向上的长度来确定信号线20的特性阻抗的 频率特性。即，开口30的长度Gl越短，则信号线20的特性阻抗的频率特性越能扩大到高频 段。开口 30的长度Gl越长，则能使区域Al的宽度Wl越窄且使开口 30变细。因此，由于能减少 不必要的福射，且能减少传输损耗，因此，能谋求高频信号线路IOa的阻抗特性的宽带化和 安定化。
[0114] 另外，根据W下理由也能弯曲并使用高频信号线路10a。在高频信号线路10中，由 于开口30的y轴方向上的宽度最大，因此，区域Al最容易弯曲。另一方面，由于区域A2中未设 置开口30,因此，区域A2最难弯曲。因此，在弯曲并使用高频信号线路IOa的情况下，弯曲区 域Al,而几乎不弯曲区域A2。因此，在高频信号线路IOa中，在区域A2中设置有比电介质片18 更难变形的贯通孔导体Bl~B3。由此，能容易地弯曲区域A1。
[0115] 此外，通过对信号线20和接地导体22的距离Tl的大小、W及信号线20和接地导体 24的距离T2的大小进行调整，也能得到规定的特性阻抗。
[0116] 另外，在高频信号线路IOa中，根据W下说明的理由，在信号线20延伸方向上开口 30的长度Gl比宽度Wl更长。更详细而言，高频信号线路10中高频信号的传输模式是TOM模 式。在TCM模式中，与高频信号的传输方向（X轴方向）正交地形成电场和磁场。即，利用W信 号线20为中屯、描绘出圆的方式来产生磁场，从信号线20朝向接地导体22,24且放射状地产 生电场。此处，若在接地导体22设置有开口 30,则由于磁场描绘出圆形，因此，仅仅由于磁场 膨胀而使半径在开口 30上略有增大，不会使磁场大量泄漏到高频信号线路IOa之外。另一方 面，电场的一部分放射到高频信号线路IOa之外。因此，示出了在高频信号线路IOa的不必要 的福射中，电场放射占了较大的比例。
[0117] 此处，由于电场与高频信号的传输方向（X轴方向）正交，因此，若开口30的y轴方向 的宽度Wl增大，则从开口 30放射出的电场的量也会增大(不必要的福射会增加）。另一方面， 虽然使宽度Wl越大则高频传输线路IOa的特性阻抗会越高，但是，由于在高频传输线路IOa 中，在与高频信号的传输方向（X轴方向）正交的方向上，从信号线20起到距离其线宽大约3 倍的距离处基本不存在电场，因此，即使进一步增大宽度Wl也无法进一步提高特性阻抗。因 此，考虑到宽度Wl越大则不必要的福射就越会增加，优选为不将宽度Wl增大到必要的宽度 W上。进一步地，若宽度Wl到达接近高频信号的波长的1/2,则电磁波会作为缝隙天线进行 福射，导致不必要的福射进一步增加。
[0118] 另一方面，开口 30的X轴方向上的长度Gl的长度越长则越能减少信号线20与接地 导体22的相对面积，因此，能增大信号线20的线宽。由此，具有能减小信号线20中的高频电 阻值的优点。
[0119] 另外，在长度Gl大于宽度Wl的情况下，接地导体22中的反向电流（满流）的高频电 阻值会变小。
[0120] 如上所述，优选长度Gl大于宽度Wl，更加优选长度Gl为宽度Wl的2倍W上。但是，若 开口 30的X轴方向上的长度Gl接近高频信号的波长的1/2,则电磁波作为缝隙天线从开口 30 进行福射，据此来考虑，长度Gl相对于波长必须足够的短。
[0121] (第2变形例所设及的高频信号线路）
[0122] 下面，参照附图对第2变形例所设及的高频信号线路的结构进行说明。图10是第2 变形例所设及的高频信号线路IOb的层叠体12的分解图。
[0123] 高频信号线路IOb和高频信号线路IOa的区别在于开口30的形状。更详细而言，高 频信号线路IOa的开口 30的y轴方向上的宽度如图7所示，阶梯状且不连续地进行变化。与此 相对地，高频信号线路IOb的开口 30的y轴方向上的宽度连续地变化。更详细而言，随着在X 轴方向上远离开口 30的中央，开口 30的y轴方向上的宽度连续减小。由此，信号线20的磁场 能量和特性阻抗连续地变化。
[0124] 此外，在高频信号线路IOb中，如图10所示，区域Al是W直线A为中屯、进行设置、且 包括开口 30的y轴方向上的宽度为宽度Wl的部分的区域。因此，信号线20的特性阻抗在区域 Al内成为最大值Z1。另外，区域A2是设置于开口 30之间、且设置有桥状部60的区域。因此，信 号线20的特性阻抗在区域A2内成为最小值Z2。另外，区域A3是被区域Al和区域A2夹住、且包 括开口 30的y轴方向上的宽度为宽度W2的部分的区域。因此，信号线20的特性阻抗在区域A3 内成为中间值Z3。
[0125] 此处，区域Al只要包括开口 30的y轴方向上的宽度为宽度Wl的部分即可，区域A3只 要包括开口30的y轴方向上的宽度为宽度W2的部分即可。因此，在本实施方式中，并不特别 明确地规定区域Al和区域A3的边界。因此，作为区域Al和区域A3的边界，列举例如是开口 30 的y轴方向上的宽度为(W1+W2V2的位置。
[0126] 具有上述结构的高频信号线路IOb也与高频信号线路10相同，能弯曲并使用，能减 少不必要的福射，还能抑制信号线20内的传输损耗。
[0127] (第3变形例所设及的高频信号线路）
[0128] 下面，参照附图对第3变形例所设及的高频信号线路的结构进行说明。图11是第3 变形例所设及的高频信号线路IOc的层叠体12的分解图。
[0129] 高频信号线路IOc和高频信号线路IOa的区别在于有无接地导体40,42。更详细而 言，在高频信号线路IOc中，在电介质片1^3的表面上设置有接地导体40,42。接地导体40是 相对于信号线20位于y轴方向的正方向侧、且沿着X轴方向延伸的长方形导体。接地导体40 经由贯通孔Bl~B3与接地导体22,24连接。另外，接地导体42是相对于信号线20位于y轴方 向的负方向侧、且沿着X轴方向延伸的长方形导体。接地导体42经由贯通孔Bl~B3与接地导 体22,24连接。
[0130] 在如上所述的高频信号线路IOc中，由于在信号线20的y轴方向上的两侧都设置有 接地导体40,42,因此，能抑制不必要的福射从信号线20向y轴两侧泄漏。
[0131] (第4变形例所设及的高频信号线路）
[0132] 下面，参照附图对第4变形例所设及的高频信号线路的结构进行说明。图12是第4 变形例所设及的高频信号线路IOd的层叠体12的分解图。
[0133] 高频信号线路IOd和高频信号线路IOa的区别在于开口 30的形状、W及开口44曰， 44b的形状不同。更详细而言，开口 44a，44b形成为将开口 30分割为y轴方向的正方向侧和负 方向侧的2个部分的形状。在高频信号线路1 Od中，在开口 44a和44b之间设置有沿着X轴方向 延伸的线状导体46。线状导体46构成接地导体24的一部分，当从Z轴方向俯视时，该线状导 体46与信号线20重叠。但是，在高频信号线路IOd中，线状导体46的线宽如图12所示，比信号 线20的线宽更细。因此，当从Z轴方向俯视时，信号线20从线状导体46露出。因此，信号线20 与开口 44a，44b重叠。
[0134] 在如上所述的高频信号线路IOd中，沿着信号线20并排地设置有多个开口44a，并 且沿着信号线20并排地设置有多个开口44b。由此，区域Al中信号线20的特性阻抗成为最大 值Z1。另外，区域A3中信号线20的特性阻抗成为中间值Z3。另外，区域A2中信号线20的特性 阻抗成为最小值Z2。
[0135] (第5变形例所设及的高频信号线路）
[0136] 下面，参照附图对第5变形例所设及的高频信号线路的结构进行说明。图13是第5 变形例所设及的高频信号线路IOe的层叠体12的分解图。图14是从Z轴方向透视图13中的高 频信号线路IOe的图。
[0137] 高频信号线路IOe与高频信号线路IOa的第1个区别在于，桥状部60中的信号线20 的线宽小于信号线20的特性阻抗为最大值Zl的位置上的信号线20的线宽运一点。高频信号 线路IOe与高频信号线路IOa的第2个区别在于，在信号线20的特性阻抗为中间值Z3的位置 (即、开口30的y轴方向上的宽度为宽度W2的位置)与信号线20的特性阻抗为最大值Zl的位 置(即、开口 30的y轴方向上的宽度为宽度Wl的位置)之间开口 30形成为圆锥形运一点。高频 信号线路IOe与高频信号线路IOa的第3个区别在于，在信号线20的特性阻抗为中间值Z3的 位置（即、开口 30的y轴方向上的宽度为宽度W2的位置)与