本发明涉及一种磁轴承装置及包括此磁轴承装置的转子(rotor)旋转驱动装置。
背景技术：
对于磁悬浮式转子而言，若存在转子不平衡(rotor unbalance)，则会产生由所述转子不平衡引起的旋转频率成分的振动，所述振动会因电磁力的反作用而传递至定子(stator)侧。在专利文献1中记载了如下磁轴承控制装置，所述磁轴承控制装置对如上所述的在定子侧产生的不理想的振动进行减少补偿。
在专利文献1所记载的技术中，设置了转数转换电路来生成作为运算基础的旋转角度ωt。一般来说，作为生成旋转角度ωt的装置，例如已有霍尔传感器(Hall sensor)或磁位置检测器(分解器(resolver))等。而且，根据这些装置所检测出的磁极位置的脉冲(pulse)信号或正弦波信号生成旋转角度ωt。
[现有技术文献]
[专利文献]
[专利文献1]日本专利特开昭52-93852号公报
技术实现要素：
[发明所要解决的问题]
如所述般，专利文献1所记载的技术中，为了生成旋转角度ωt，而必需霍尔传感器之类的旋转检测装置。
[解决问题的技术手段]
本发明的优选实施方式的磁轴承装置包括：磁轴承，对受到无传感器马达(sensorless motor)旋转驱动的转子进行磁悬浮支撑；检测部，检测所述转子的从悬浮目标位置算起的位移，并输出位移信号；信号处理部，基于来自所述无传感器马达的马达控制部的马达旋转信息，以减少所述磁轴承的电磁力的振动成分的方式，对所述位移信号进行补偿处理；以及电流控制部，基于经过所述信号处理部处理的处理后位移信号，生成所述磁轴承的控制电流。
在更优选的实施方式中，所述信号处理部包括：第一信号处理部，生成将所述位移信号的旋转成分抵消的信号成分；以及第二信号处理部，生成产生电磁力的信号成分，所述电磁力抵消由所述位移的旋转成分引起的电磁力。
在更优选的实施方式中，所述第二信号处理部对于所述位移信号的旋转成分，基于所述马达旋转信息，对通过所述检测部后直到所述电流控制部的控制电流生成处理之前所产生的相位偏移进行修正，并且对电流控制部中的增益(gain)进行修正，由此生成所述信号成分。
在更优选的实施方式中，所述电流控制部包括生成电流控制信号的磁悬浮控制部、与生成所述控制电流的励磁放大器(amplifier)，所述磁悬浮控制部基于将由所述第一信号处理部生成的信号成分与所述位移信号相加所得的信号，生成所述电流控制信号，所述励磁放大器基于将由所述第二信号处理部生成的信号成分与由所述磁悬浮控制部生成的所述电流控制信号相加所得的信号，生成所述控制电流。
在更优选的实施方式中，所述电流控制部基于将由所述第一信号处理部生成的信号成分及由所述第二信号处理部生成的信号成分与所述位移信号相加所得的信号，生成所述控制电流。
本发明的优选实施方式的转子旋转驱动装置包括：所述磁轴承装置；无传感器马达，使受到所述磁轴承装置磁悬浮支撑的转子旋转驱动；马达控制部，控制所述无传感器马达；以及现场可编程门阵列(Field Programmable Gate Array，FPGA)电路，至少安装有所述马达控制部及所述信号处理部。
[发明的效果]
根据本发明，因为基于来自马达控制部的马达旋转信息而减少电磁力的振动成分，所以能够降低成本。
附图说明
图1是表示包括本实施方式的磁轴承装置的真空泵的概略结构的图。
图2是表示控制单元的概略结构的方框图。
图3是表示一根控制轴的磁轴承电磁铁的示意图。
图4是磁轴承控制的功能方框图。
图5(a)、图5(b)、图5(c)是表示由带通滤波器引起的传感器信号的相位偏移的一例的图。
图6(a)、图6(b)是表示传递函数Gcont的一例的图。
图7是表示旋转成分振动的减少补偿控制的主要部分的方框图。
图8是表示与无传感器马达控制相关的主要结构的方框图。
图9是对d轴及q轴的方向进行说明的图。
图10是表示转速/磁极位置推断部的一例的方框图。
图11是表示固定坐标αβ系中的逆电压与电角θr的图。
图12是对旋转坐标dq系中的相位偏移进行说明的图。
图13是说明由电角θ生成两倍谐波电角2θ(n＝2)的图。
图14是对本发明的第二实施方式进行说明的图。
具体实施方式
以下，参照图来对用以实施本发明的方式进行说明。
-第一实施方式-
图1是表示包括本实施方式的磁轴承装置的真空泵的概略结构的图。图1所示的真空泵为磁悬浮式的涡轮分子泵(turbo-molecular pump)，其包括泵单元(pump unit)1与驱动泵单元1的控制单元(controlunit)2。再者，控制单元2可以与泵单元1分体，也可以设置为一体。控制单元2中包括对马达42进行驱动控制的马达驱动控制部2a、与对磁轴承67、68、69进行驱动控制的轴承驱动控制部2b。在图1的涡轮分子泵中，磁轴承装置包括设置于泵单元1的磁轴承67、68、69及控制单元2的轴承驱动控制部2b。
泵单元1包括：涡轮泵段，由旋转翼4a与固定翼62构成；以及牵引泵(drag pump)段(螺杆槽泵)，由圆筒部4b与螺杆定子(screw stator)64构成。此处，在螺杆定子64侧形成有螺杆槽，但也可以在圆筒部4b侧形成螺杆槽。
旋转翼4a及圆筒部4b形成在泵转子(pump rotor)4上。泵转子4连接于转子轴(rotor shaft)5。由泵转子4与转子轴5构成旋转体单元R。多段的固定翼62在轴方向上与旋转翼4a交替地配置。各固定翼62隔着垫圈(spacer ring)63而载置在基座(base)60上。通过螺栓(bolt)将泵壳(pump casing)61的固定凸缘(flange)61c固定于基座60后，层叠的垫圈63夹在基座60与泵壳61的卡止部61b之间，固定翼62被定位。
转子轴5由设置于基座60的磁轴承67、68、69非接触地支撑。各磁轴承67、68、69包括电磁铁与位移传感器。由位移传感器检测转子轴5的悬浮位置。再者，构成轴方向的磁轴承69的电磁铁是以在轴方向上，夹持设置在转子轴5下端的转子盘(rotor disk)55的方式而配置。转子轴5由马达42旋转驱动。
马达42为同步马达，在本实施方式中使用了直流(Direct Current，DC)无刷马达(brushless motor)。马达42包括配置于基座60的马达定子42a、与设置于转子轴5的马达转子42b。马达转子42b中设置有永磁铁。在磁轴承不工作时，转子轴5由备用的机械轴承(mechanical bearing)66a、66b支撑。
在基座60的排气口60a设置有排气孔65，所述排气孔65连接着后泵(back pump)。使旋转体单元R磁悬浮，并且通过马达42来高速旋转驱动所述旋转体单元R，由此，吸气口61a侧的气体分子向排气孔65侧排出。
图2是表示控制单元2的概略结构的方框图。来自外部的交流电(Altemating Current，AC)输入由设置于控制单元2的AC/DC转换器(converter)40转换为DC输出(DC电压)。AC/DC转换器40所输出的DC电压输入至DC/DC转换器41，由DC/DC转换器41生成马达42用的DC电压与磁轴承用的DC电压。
马达42用的DC电压输入至变频器(inverter)46。磁轴承用的DC电压输入至磁轴承用的DC电源47。磁轴承67、68、69构成五轴磁轴承，磁轴承67、68各自包括两对磁轴承电磁铁45，磁轴承69包括一对磁轴承电磁铁45。电流从分别对于五对磁轴承电磁铁45即10个磁轴承电磁铁45设置的10个励磁放大器43单独地供应至所述10个磁轴承电磁铁45。
控制部44为对马达及磁轴承进行控制的数字(digital)运算器，在本实施方式中使用了FPGA(Field Programmable Gate Array)。控制部44将用以对变频器46中所含的多个开关元件进行开关控制的脉宽调制(Pulse Width Modulation，PWM)控制信号301输出至变频器46，将用以对各励磁放大器43中所含的开关元件进行开关控制的PWM控制信号303分别输出至各励磁放大器43。而且，传感器载波信号(carrier signal)305从控制部44输入至各传感器电路48。另外，与关于马达42的相电压及相电流相关的信号302、或与磁轴承相关的电磁铁电流信号304输入至控制部44。而且，从各传感器电路48输入因转子位移而经过调制后的传感器信号306。图1所示的马达驱动控制部2a对应于变频器46及控制部44的马达控制系统。另外，轴承驱动控制部2b对应于励磁放大器43、传感器电路48及控制部44的轴承控制系统。
图3是表示设置于磁轴承67、68的一根控制轴的磁轴承电磁铁45的示意图。两个磁轴承电磁铁45(45p、45m)是以夹持转子轴5的悬浮目标位置J的方式而相向地配置。如上所述，与各磁轴承电磁铁45p、45m相对应地设置有励磁放大器43p、43m。在图3中，将像靠近P侧(图示的右侧)的磁轴承电磁铁45p这样的位移Δdr设为正。将朝向负侧位移的磁轴承电磁铁45称为M侧的磁轴承电磁铁45m。尺寸D是与转子轴5处于悬浮目标位置J时的磁轴承电磁铁45p、45m之间的间隙尺寸。
图4是控制部44中的磁轴承控制的功能方框图，其表示了五根控制轴中的一根轴(例如图3所示的一根轴)。如图3所示，对于一根控制轴，设置有一对(P侧及M侧)磁轴承电磁铁45p、45m，相对于各磁轴承电磁铁45p、45m而分别设置有励磁放大器43(43p、43m)。虽未图示，但在图4的励磁放大器43p、43m中分别设置有检测电磁铁电流的电流传感器，从各励磁放大器43p、43m分别输出电流检测信号Ip、Im。
栅极(gate)信号生成部401p基于PWM运算部412p所生成的PWM控制信号，将栅极驱动信号输出至P侧的励磁放大器43p。同样地，栅极信号生成部401m基于PWM运算部412m所生成的PWM控制信号，将栅极驱动信号输出至M侧的励磁放大器43m。
基于栅极驱动信号对各励磁放大器43p、43m的开关元件进行开关控制后，电压施加至磁轴承电磁铁45p、45m的电磁铁线圈，电磁铁电流Ip、Im流动。从P侧的励磁放大器43p的电流传感器输出如下电流检测信号(由与电磁铁电流相同的符号Ip表示)，所述电流检测信号是流入至P侧的磁轴承电磁铁45p的电磁铁电流Ip的检测结果。另一方面，从M侧的励磁放大器43m的电流传感器输出流入至M侧的磁轴承电磁铁45m的电磁铁电流Im的电流检测信号(由与电磁铁电流相同的符号Im表示)。
从励磁放大器43p、43m输出的电流检测信号Ip、Im分别被对应的AD转换器400p、400m获取。AD转换器400p、400m所获取的电流检测信号Ip、Im分别输入至对应的移动平均运算部409p、409m。移动平均运算部409p、409m分别对AD转换器400p、400m所获取的采样数据(samplingdata)进行移动平均处理。由此，取得与有助于悬浮控制力的电流成分(偏置电流与悬浮控制电流)相关的信息。
传感器载波生成电路411所生成的传感器载波信号(数字信号)在从数字信号转换为模拟(analog)信号后，通过用于调整相位的滤波电路而施加至一对位移传感器49(与磁轴承电磁铁45p、45m相对应地设置的位移传感器)。通过差动放大器501取得经过位移传感器49调制后的传感器信号的差分，所述差分信号在由带通滤波器(bandpass filter)502进行滤波处理后，由AD转换器413进行AD采样。
在解调运算部414中，基于采样数据进行解调运算。在增益·偏移(offset)调整部415中，对解调后的信号进行增益调整及偏移调整。在振动补偿部416中，对从增益·偏移调整部415输出的信号(位移信息)进行与由转子离心旋转(centrifugal whirling)引起的振动相关的补偿控制。再者，振动补偿部416中的振动补偿控制的详情将后述。在磁悬浮控制器417中，基于从振动补偿部416输出的信号进行比例控制、积分控制及微分控制、相位修正及其他控制补偿，并生成悬浮控制电流设定。接着，从偏置电流设定量减去悬浮控制电流设定所得的结果被用于P侧的控制，将悬浮控制电流设定与偏置电流设定量相加所得的结果被用于M侧的控制。
所述移动平均运算部409p的运算结果是对于从偏置电流设定量减去悬浮控制电流设定所得的结果进行减法处理。所述减法结果输入至放大器控制器410p。PWM运算部412p基于放大器控制器410p所生成的信号而生成PWM控制信号。另一方面，在M侧的控制中，移动平均运算部409m的运算结果是对将悬浮控制电流设定与偏置电流设定量相加所得的结果进行减法处理。所述减法结果输入至放大器控制器410m。PWM运算部412m基于放大器控制器410m所生成的信号而生成PWM控制信号。
(关于增益及相位的偏移)
如上所述，用于控制轴承的传感器信号xs、ys因图4所示的带通滤波器502的滤波处理而产生相位偏移，而且，因磁悬浮控制器417的处理而产生相位及增益的偏移。图5(a)、图5(b)、图5(c)表示了由带通滤波器502引起的传感器信号的相位偏移的一例。图5(a)是表示相对于频率的相位的图，图5(b)是表示相对于频率的增益的图。
如图5(a)所示，频率越偏离带通滤波器502的中心频率，则相位偏移越大。在图5(a)、图5(b)、图5(c)所示的例子中，将传感器载波频率设为10kHz，并将Q值设定为Q＝5。在此情况下，当位移信号的频率为1kHz时，相位偏移了约40度(deg)。另外，在频率为100Hz的情况下，相位偏移约为10deg，在频率为2.5kHz的情况下，相位偏移约为60deg。随着Q值增大，解调信号相对于被调制信号的相位偏移增大。
图5(c)是表示频率为1kHz时的实际位移(实际信号)Δdr与基于传感器信号的位移(解调信号)Δds的图。线L1表示实际信号Δdr，线L2表示位移Δds。线L2相对于线L1，相位偏移了40deg。
图6(a)、图6(b)是表示传递函数(transfer function)Gcont的一例的图，图6(a)表示频率与相位偏移的关系，图6(b)表示频率与增益的关系。相位偏移及增益均根据频率而发生变化。图6(a)、图6(b)的黑点表示转子轴5的转速为ω时的相位偏移及增益。如图5(a)、图5(b)、图5(c)、图6(a)、图6(b)所示，传感器信号的相位或振幅受到了带通滤波器502及传递函数Gcont的影响，因此，当进行旋转成分振动的减少补偿时，需要考虑所述影响来进行补偿控制。
(关于旋转成分振动的减少补偿)
其次，对振动补偿部416中的补偿控制进行说明。此处，如图3所示，考虑转子轴5从悬浮目标位置J位移了Δdr时的作用于转子轴5的电磁力的变动。原因在于：磁轴承的固定侧(即泵主体侧)受到了电磁力的反作用，因此，若作用于转子轴5的电磁力变动，则泵主体侧会因所述电磁力的反作用而振动。
磁轴承电磁铁45的电磁铁电流中包含用以确保规定的轴承刚性的偏置电流、与用以对转子轴5的悬浮位置进行控制的控制电流。即，控制电流会根据转子轴5的悬浮位置而发生变化。例如，在使转子轴5向磁轴承电磁铁45p、45m中的一方位移的情况下，以增强想要位移的方向的磁轴承电磁铁的电磁力，并削弱相反侧的磁轴承电磁铁的电磁力的方式来供应控制电流。
因此，如图3所示，将磁轴承电磁铁45p的控制电流表示为+Δi，将相反侧的磁轴承电磁铁45m的控制电流表示为-Δi。若将从此时的悬浮目标位置J算起的位移设为Δdr，则磁轴承电磁铁45p与转子轴5的间隙为D-Δdr，磁轴承电磁铁45m与转子轴5的间隙为D+Δdr。此时，磁轴承电磁铁45p所产生的图示右方向的力Fp、及磁轴承电磁铁45m所产生的图示左方向的力Fm是以如下的式(1)、式(2)的方式表示。在式(1)、式(2)中，D为转子轴5磁悬浮于悬浮目标位置时的间隙尺寸，I为流入至磁轴承电磁铁45p、45m的偏置电流。
Fp＝k((I+Δi)/(D-Δdr))2…(1)
Fm＝k((I-Δi)/(D+Δdr))2…(2)
通过式(1)、式(2)的线性近似(linearapproximation)求出力Fp、Fm的变化量ΔFp、ΔFm后，变为式(3)、式(4)。
ΔFp＝(2kI/D2)Δi+(2kI2/D3)Δdr…(3)
ΔFm＝(-2kI/D2)Δi+(-2kI2/D3)Δdr…(4)
而且，控制电流Δi是基于由位移传感器49(图4)的检测结果生成的位移信号Δds而生成的电流。若使用磁悬浮控制的传递函数Gcont，则作为输入的位移信号Δds与作为输出的控制电流Δi的关系表示为式(5)。即，位移信号Δds输入至磁悬浮控制器417后，如下控制电流Δi被供应至磁轴承电磁铁45，所述控制电流Δi会削弱位移方向的磁轴承电磁铁的力，并增强位移方向相反侧的磁轴承电磁铁的力。
Δi＝-Gcont·Δds…(5)
再者，输入至磁悬浮控制器417的位移信号Δds的相位因带通滤波器502的滤波处理，而相对于从位移传感器49输出的检测信号发生偏移。因此，位移信号Δds所表示的位移的相位一般与实际位移Δdr不同。
使用所述式(3)、式(4)与式(5)求出作用于转子轴5的电磁力的变动ΔF(＝ΔFp-ΔFm)后，变为式(6)。在式(6)中，包含位移信号Δds的第一项为因控制电流Δi而产生的电磁力。另一方面，包含实际位移Δdr的第二项为如下电磁力，所述电磁力是与控制无关地由于转子轴5因离心旋转而偏离悬浮目标位置所产生的电磁力。
ΔF＝ΔFp-ΔFm
＝(4kI/D2)Δi+(4kI2/D3)Δdr
＝(4kI/D2)(-Gcont)Δds+(4kI2/D3)Δdr…(6)
在转子轴5理想地处于悬浮目标位置的情况下，Δi及Δdr均为零，因此，电磁力的变动ΔF也为零。但是一般来说，外部振动会作用于真空泵，或会产生由转子不平衡引起的转子离心旋转，导致产生旋转成分的电磁力，ΔF未必等于零。结果，固定侧(泵主体)会因电磁力的反作用而振动。
即使在如上所述的情况下，以使式(6)的第一项与第二项抵消的方式来对控制电流Δi进行控制，由此，也能使由转子离心旋转引起的ΔF(以下表示为ΔF(nw))成为ΔF(nw)＝0。即，即使转子轴5离心旋转，亦可通过以ΔF(nw)＝0的方式来对控制电流Δi进行控制，而减少泵主体的振动。因此，在本实施方式中，如图4所示，设置振动补偿部416，并以ΔF(nw)＝0的方式来对控制电流Δi进行控制，从而对由转子离心旋转引起的旋转成分(旋转频率成分)的振动进行减少补偿。
而且，为了对旋转成分的振动进行减少补偿，需要转子轴5的旋转位置信息。在本实施方式中，对使转子轴5旋转的马达42进行无传感器控制，将在无传感器马达控制过程中所生成的电角θ及转速ω用作转子轴5的旋转位置信息。通过设为如上所述的结构，能够低成本地实现精度更高的振动补偿。
图7是表示旋转成分振动的减少补偿控制的主要部分的方框图。再者，所述传递函数Gcont表示合并了磁悬浮控制器417与励磁放大器43后的传递函数。来自位移传感器49的信号xs、ys输入至振动补偿部416。在振动补偿部416中，对于所输入的传感器信号xs、ys进行如下两种处理，一种处理(此处称为第一补偿处理)是将通过第一转换处理部600、低通滤波器601及第二转换处理部602对传感器信号xs、ys进行处理所得的信号相减，另一种处理(此处称为第二补偿处理)是将通过第一转换处理部600、低通滤波器601、第三转换处理部603及修正部604对传感器信号xs、ys进行处理所得的信号相加。
在不进行第一补偿处理及第二补偿处理的以往的控制中，传感器信号xs、ys直接输入至磁悬浮控制器417，关于旋转成分，如式(6)所示的电磁力的变动ΔF作用于转子轴5。关于Δds、Δdr，若也将与旋转成分相关的部分表示为Δds(nw)、Δdr(nw)，则式(6)表示为如下的式(7)。此处，nw表示n倍谐波。
ΔF(nw)＝(4kI/D2)(-Gcont(nw))Δds(nw)+(4kI2/D3)Δdr(nw)…(7)
在式(7)中，包含Δds(nw)的项是能通过控制电流Δi来加以控制的电磁力。在振动补偿部416中，以ΔF(nw)＝0为目的，以使决定控制电流Δi的Δds(nw)的部分成为Δds(nw)→“Δds(nw)-Δds(nw)+AΔds'(nw)”的方式，对传感器信号xs、ys进行补偿处理。此处，在式“Δds(nw)-Δds(nw)+AΔds'(nw)”中，-Δds(nw)的部分对应于第一补偿处理，+AΔds'(nw)的部分对应于第二补偿处理。
此时，基于从振动补偿部416输出的信号而生成的补偿后的电磁力的变动ΔF'(nw)表示为如下的式(8)。以使式(8)的第一项“(4kI/D2)(-Gcont(nw)){AΔds'(nw)}”与第二项“(4kI2/D3)Δdr(nw)”抵消的方式，设定第二补偿处理的AΔds'(nw)。
ΔF'(nw)＝(4kI/D2)(-Gcont(nw)){Δds(nw)-Δds(nw)+AΔds'(nw)}+(4kI2/D3)Δdr(nw)
＝(4kI/D2)(-Gcont(nw)){AΔds'(nw)}+(4kI2/D3)Δdr(nw)
…(8)
如图7所示，分支后的传感器信号xs、ys在第一转换处理部600中，从固定坐标系转换为以电角θ旋转的旋转坐标系的信号。此处，电角θ为表示马达42的磁极位置的角度，其从马达驱动控制部2a(图1)输入。电角θ的详情将后述。其次，在低通滤波器601中，对从第一转换处理部600输出的信号进行低通滤波处理，将旋转成分以外的频率成分除去。
在磁悬浮控制中，输入至第一转换处理部600的传感器信号xs、ys也包含旋转成分以外的信号，因此，需要用以在转换处理后立即将旋转成分以外的信号除去的低通滤波处理。从固定坐标系向旋转坐标系转换的转换处理是以准稳态响应为前提的一种过采样(oversampling)信号处理，因此，即使采用将旋转成分以外的高频的交流成分除去的低通滤波器601，延迟影响也小。
在第二转换处理部602中，对经过低通滤波处理后的信号进行从旋转坐标系向固定坐标系转换的转换处理，生成传感器信号xs、ys内的旋转成分部分的信号。接着，从传感器信号xs、ys减去从第二转换处理部602输出的旋转成分部分的信号。即，通过第一补偿处理来消除传感器信号xs、ys中所含的旋转成分。
在第二转换处理部602的运算中，例如在求出一个旋转周期T中的误差为1deg以内的输出的情况下，需要T/360以下的短的采样周期。若为两倍谐波，则所述采样周期为T/720以下，越是高次谐波，则需要越短的采样周期。
另一方面，第二补偿处理是为了消除如上所述的依赖于由离心旋转引起的实际位移Δdr的电磁力的变动、即式(7)的右边第二项而设置的补偿处理。在图7的第三转换处理部603中，对于从低通滤波器601输入的信号xs(nw)、ys(nw)进行从旋转坐标系转换为固定坐标系的转换处理。
而且，如上所述，传感器信号xs、ys在带通滤波器502的影响下产生了相位偏移。另外，在磁悬浮控制器417及励磁放大器43的处理中，也产生了与传递函数Gcont相对应的增益及相位的偏移。因此，为了通过第二补偿处理消除由位移Δdr引起的电磁力的变动，在第三转换处理部603的转换时，使用修正后的电角θ1对相位偏移进行修正，并利用修正部604修正增益。
所述Δds'(nw)为修正后的信号所表现出的位移。对于所述位移Δds'(nw)，因为由带通滤波器502及传递函数Gcont引起的相位偏移已被修正，所以根据位移Δds'(nw)而生成的控制电流Δi的相位与实际位移Δdr的相位相反。因此，在第三转换处理部603的转换处理中，使用对从马达驱动控制部2a输出的电角θ修正了所述相位偏移所得的修正电角θ1来进行转换处理。修正电角θ1将后述。
在修正部604中，根据修正系数A对信号xs(nw)、ys(nw)的振幅进行修正。修正系数A是对由传递函数Gcont(nw)引起的增益偏移进行修正，并将由位移AΔds'(nw)引起的电磁力的大小修正为与由位移Δdr引起的电磁力相同大小的修正系数。理论上表示为A＝-(I/D)/Gcont(nw)。在第三转换处理部603中，使用修正电角θ1进行了转换，因此，根据位移Δds'(nw)而生成的控制电流Δi的相位与位移Δdr的相位变得相反。因此，由位移Δdr引起的电磁力被由位移AΔds'(nw)引起的电磁力抵消。
再者，在对于信号xs(nw)、ys(nw)的第一补偿处理及第二补偿处理中，在n＝1的情况下，直接使用从马达驱动控制部2a输入的电角θ，但在n≧1的谐波的情况下，使用nθ。如上所述，带通滤波器502及传递函数Gcont(nw)的相位偏移根据频率而有所不同，因此，采用与频率相对应的相位偏移作为对电角nθ进行修正时的相位偏移。另外，修正系数A依赖于传递函数Gcont(nw)的增益，但因为传递函数Gcont(nw)的增益也根据频率而有所不同，所以根据频率来设定修正系数A。
(电角θ、转速ω的生成)
其次，对马达驱动控制部2a中的电角θ的生成进行说明。图8是表示与无传感器马达控制相关的主要结构的方框图。马达42由变频器46驱动。变频器46根据来自正弦波驱动控制部420的控制信号而受到控制。正弦波驱动控制部420包含所述FPGA。
流入至马达42的三相电流由电流侦测部50检测，检测出的电流侦测信号输入至低通滤波器408。另一方面，马达42的三相电压由电压侦测部51检测，检测出的电压侦测信号输入至低通滤波器409。通过低通滤波器408后的电流侦测信号及通过低通滤波器409后的电压侦测信号分别输入至正弦波驱动控制部420的转速·磁极位置推断部427。详情将后述，但转速·磁极位置推断部427基于电流侦测信号及电压侦测信号，推断马达42的转速ω及磁极位置即电角θ。算出的转速ω输入至速度控制部421及等效电路电压转换部423。另外，算出的电角θ输入至dq-两相电压转换部424。另外，电角θ及转速ω还输入至轴承驱动控制部2b。
速度控制部421基于所输入的目标转速ωi与推断出的当前转速ω的差分，进行PI控制(比例控制及积分控制)或P控制(比例控制)，并输出电流指令I。Id·Iq设定部422基于电流指令I，对旋转坐标dq系中的电流指令Id、Iq进行设定。如图9所示，旋转坐标dq系的d轴为将正在旋转的马达转子42b的N极设为正方向的坐标轴。q轴为相对于d轴前进90deg的直角方向的坐标轴，所述q轴的方向成为逆电压方向。
等效电路电压转换部423使用基于转速·磁极位置推断部407所算出的转速ω及马达42的电气等效电路常数的如下的式(9)，将电流指令Id、Iq转换为旋转坐标dq系中的电压指令Vd、Vq。此处，L、r为马达线圈的电感(inductance)与电阻，Ke为马达自身引发的逆电压的常数。
dq-两相电压转换部424基于转换后的电压指令Vd、Vq与从转速·磁极位置推断部427输入的电角θ，将旋转坐标dq系中的电压指令Vd、Vq转换为固定坐标αβ系的电压指令Vα、Vβ。两相-三相电压转换部425将两相的电压指令Vα、Vβ转换为三相电压指令Vu、Vv、Vw。PWM信号生成部426基于三相电压指令Vu、Vv、Vw，生成用以使设置于变频器46的开关元件开关(导通或断开)的PWM控制信号。变频器46基于从PWM信号生成部426输入的PWM控制信号来使开关元件开关，将驱动电压施加至马达42。
图10是表示转速·磁极位置推断部427的一例的方框图。从电压侦测部51输出的相电压侦测信号vv、vu、vw经由低通滤波器409输入至三相-两相转换部4272。三相-两相转换部4272将三相电压信号转换为两相电压信号vα'、vβ'。转换后的电压信号vα'、vβ'输入至逆电压运算部4274。
另一方面，从电流侦测部50输出的相电流侦测信号iv、iu、iw经由低通滤波器408输入至三相-两相转换部4271。三相-两相转换部4271将三相的电流侦测信号iv、iu、iw转换为两相的电流信号iα、iβ。转换后的电流信号iα、iβ输入至等效电路电压转换部4273。
等效电路电压转换部4273使用基于马达42的电气等效电路常数的如下的式(10)，将电流信号iα、iβ转换为电压信号vα、vβ。转换后的电压信号vα、vβ输入至逆电压运算部4274。再者，等效电路分为马达线圈的电阻成分r及电感成分L。根据马达规格等获得r、L的值，并预先存储在存储部(未图示)中。
逆电压运算部4274根据基于马达三相电压的电压信号vα'、vβ'与基于马达三相电流的电压信号vα、vβ，使用如下的式(11)算出逆电压Eα、Eβ。
马达转子42b的转速不会因转子旋转惯性而在一个旋转周期内急剧地发生变化，而是在至少数个周期内缓慢地发生变化，所以能够视为稳态响应。因此，两相-dq电压转换部4275通过式(12)所示的转换，将所输入的逆电压(Eα、Eβ)转换为旋转坐标dq系中的逆电压(Ed、Eq)。再者，在以规定时间间隔进行的运算中的上一次的运算时刻(timing)所算出的电角θ被反馈为式(12)中的θ。
此处，若使用复数记法(complexnotation)来考虑坐标转换，则如下所述。逆电压(Eα、Eβ)的α成分Eα及β成分Eβ在ω＞0的情况下，对应于E×exp(j(θr+π/2))的实部及虚部。E为逆电压的大小，θr为实际电角。图11是表示固定坐标αβ系中的逆电压与电角θr的图。逆电压方向为相对于电角θr前进了90deg(π/2rad)的方向，因此，电角θr为θr＝atan(-Eα/Eβ)。逆电压方向及磁极方向以转速ω旋转。
相对于此，应用了推断出的磁极电角θ的两相-dq坐标转换是通过将exp(-jθ)乘以E×exp(j(θr+π/2))来表示。由此，旋转坐标dq系中的逆电压(Ed、Eq)表示为E×exp(j(θr+π/2-θ))。图12是对旋转坐标dq系中的相位偏移进行说明的图，磁极方向与d轴一致。相位角Ψ表示为Ψ＝θr+π/2-θ，且通过Ψ＝atan(Eq/Ed)算出。图10的相位角运算部4276通过Ψ＝atan(Eq/Ed)算出旋转坐标dq系中的逆电压(Ed、Eq)的相位角Ψ。
在推断出的磁极电角θ与实际的磁极电角θr一致的情况下，Ψ＝π/2，逆电压方向与q轴一致。另一方面，在θr≠θ的情况下，如图12所示，产生作为相位偏移的θr-θ＝Ψ-π/2。在图12中，因为Ψ-π/2＜0，所以θr＜θ，推断出的磁极电角θ被推断为大于实际的磁极电角θr(前进相位)。以使根据Ψ＝atan(Eq/Ed)算出的Ψ成为(Ψ-π/2)→0的方式进行控制，由此，能够使推断磁极电角θ收敛于实际的磁极电角θr。
在修正量Δ运算部4277中，运算出用以对所述磁极相位偏移进行修正的磁极相位偏移修正量Δ。如式(13)所示，基于Ψ-π/2(rad)的值(正负变化的大小)，乘以适当的增益g1(比例控制的增益或比例控制·积分控制的增益)而生成磁极相位偏移修正量Δ。根据式(13)，在如图12所示的Ψ-π/2＜0(θr＜θ)的情况下，Δ＜0。即，使相位比实际电角θr的相位前进后的电角θ向负侧偏移。
Δ＝g1×(ψ-π/2)：Ψ-π/2≠0的情况
Δ＝0：Ψ-π/2＝0的情况…(13)
另一方面，与所述磁极相位偏移修正量Δ的运算不同地，在转速运算部4278中进行转速ω的推断运算。接着，在积分运算部4279中，运算出转速ω的积分值∫ωdt。
转速运算部4278的两相-dq电压转换部4310基于从逆电压运算部4274输入的逆电压(Eα、Eβ)、与从积分运算部4279输出的积分值θ2，根据如下的式(14)算出旋转坐标dq系中的逆电压(E1d、E1q)。此处所使用的积分值(电角)θ2与两相-dq电压转换部4275所使用的电角θ不同，是未根据磁极相位偏移修正量Δ对磁极相位偏移进行修正的状态的电角。
其次，相位角运算部4311根据如下的式(15)算出相位角Ψ1。在固定坐标αβ系中，逆电压矢量(Eα、Eβ)以转速ω旋转。另一方面，在实际电角θr与推断电角θ具有同一周期性的情况下，即使存在相位偏移，在旋转坐标dq系中推断出的转速ω也会收敛于实际的转速ωr。结果，经过两相-dq电压转换后的逆电压(E1d、E1q)的相位角Ψ1成为固定值。相反地，若所述转速ω未收敛于实际的转速ωr，则相位角Ψ1会发生变化。
Ψ1＝tan-1(E1q/E1d)…(15)
在转速偏差修正部4312中，基于相位角Ψ1的变化ΔΨ1算出用以对转速偏差进行修正的修正量Δω(＝ω(下一次)-ω(当前值))。如式(16)所示，基于ΔΨ1的值(正负变化的大小)，乘以适当的增益g2(比例控制的增益或比例控制·积分控制的增益)而生成修正量Δω。相位角Ψ1的变化与转速偏差(ωr-ω)成比例，因此，在ωr＞ω的情况下，ΔΨ1＞0，修正量Δω以加快转速的方式起作用。
Δω＝g2×ΔΨ1：ΔΨ1≠0的情况
Δω＝0：ΔΨ1＝0的情况…(16)
而且，转速偏差修正部4312通过将算出的修正量Δω与正在使用的转速ω(当前值)相加，算出下一时刻的转速ω(下一次)(式(17))。在每个采样周期中，使用式(17)逐步进行修正，由此，能够使所述转速ω收敛于真正的转速ωr。此种收敛过程是以使稳态偏差(偏移)为零的方式进行控制，因此，能够将以往成为问题的稳态偏差改善为最小限度。
ω(下一次)＝ω(当前值)+Δω…(17)
积分运算部4279基于从转速偏差修正部4312输出的转速ω来运算积分值∫ωdt。将所述积分值∫ωdt与修正量Δ运算部4277所算出的磁极相位偏移修正量Δ相加，由此，获得磁极电角(下一次)θ。另外，积分值∫ωdt被作为电角θ2而反馈输入至两相-dq电压转换部4310。
如此，转速运算部4278所算出的转速ω输入至积分运算部4279及等效电路电压转换部4273，并且从转速·磁极位置推断部427输出。而且，将积分值∫ωdt与磁极相位偏移修正量Δ相加所获得的电角θ被反馈至两相-dq电压转换部4275，并且从转速·磁极位置推断部427输出。
转速·磁极位置推断部427中的两相-dq化处理(两相-dq电压转换部4275、4310)是以准稳态响应为前提的一种过采样信号处理。在马达控制中，因为两相-dq化处理中的输入信号的大部分为旋转成分，所以也可以不设置用以在两相-dq化处理后立即将旋转成分以外的噪声成分除去的低通滤波处理。结果，能够(a)扩展ω信号的比特数、(b)扩展相位偏移的比特数，从而能够扩展sin(ωt)的比特数，并能够减少相位误差。
(关于修正电角θ1)
从正弦波驱动控制部420的转速·磁极位置推断部427输出的转速ω输入至图7所示的相位修正部418，电角θ输入至相位修正部418及谐波电角生成部419。如上所述，输入至振动补偿部416的来自位移传感器的信号xs、ys因带通滤波器502的影响而产生相位偏移，而且还因传递函数Gcont而产生相位偏移。
因此，在图7的第三转换处理部603中使用了修正电角θ1，所述修正电角θ1是基于所述相位偏移对从马达驱动控制部2a输入的电角θ进行修正所得的电角。在设置于轴承驱动控制部2b的相位修正部418中生成所述修正电角θ1。例如，若相位偏移为相位延迟，则使用基于所输入的电角θ与相位偏移的前进相位(ω)，以如下的式(18)的方式算出所述修正电角θ1。
θ1＝θ+(ω)…(18)
在图7的谐波电角生成部419中，基于从马达控制侧输入的电角θ生成谐波电角nθ。图13是说明由电角θ生成两倍谐波电角2θ(n＝2)的图。在此情况下，对于电角θ，在每个运算周期中算出2θ＝2×θ，若所述值达到+π，则使电角2θ恢复至-π，使值保持在±π的定义域中。n为2以外的情况也相同。
再者，在正弦波驱动控制部420的转速·磁极位置推断部427的电角θ(＝∫ωdt+Δ)的运算中，例如在求出一个旋转周期T中的误差为1deg以内的输出的情况下，需要T/360以下的短的采样周期。若为两倍谐波，则所述采样周期为T/720以下，越是高次谐波，则需要越短的采样周期。
-第二实施方式-
图14是表示本发明的第二实施方式的图。图14对应于所述第一实施方式的图7。在所述第一实施方式中，从振动补偿部416的修正部604输出的信号在磁悬浮控制器417之前，与传感器信号xs、ys相加。另一方面，在第二实施方式中，从修正部604输出的信号相对于从磁悬浮控制器417输出的信号进行了减法处理。
因此，第二实施方式中的补偿后的电磁力的变动ΔF'(nw)变为如下的式(19)。
ΔF'(nw)＝(4kI/D2)[(-Gcont(nw)){Δds(nw)-Δds(nw)}-AΔds'(nw))]+(4kI2/D3)Δdr(nw)
＝(4kI/D2)[-AΔds'(nw)]+(4kI2/D3)Δdr(nw)…(19)
在式(19)中，为了使补偿后的ΔF'(nw)为ΔF'(nw)＝0，首先，根据经过相位修正后的电角θ1，对因带通滤波器502而产生的相位偏移进行修正。电角θ1以与所述式(18)同样的方式表示。修正系数A在励磁放大器的电流转换中的增益为1的情况下，设定为A＝I/D。
根据所述实施方式，能够获得如下的作用效果。
(1)磁轴承装置包括：磁轴承67、68、69，对受到无传感器马达42旋转驱动的转子即旋转体单元R进行磁悬浮支撑；作为检测部的位移传感器49，检测旋转体单元R的从悬浮目标位置算起的位移，并输出位移信号Δds；作为信号处理部的振动补偿部416，基于来自马达42的马达控制部即正弦波驱动控制部420的马达旋转信息(电角θ、转速ω)，以减少磁轴承67、68、69的电磁力的振动成分的方式，对位移信号Δds进行补偿处理；以及作为电流控制部的磁悬浮控制器417及励磁放大器43，基于经过振动补偿部416处理的处理后位移信号，生成磁轴承67、68、69的控制电流。
一般来说，在无传感器马达的马达控制部中设置有如下电路，所述电路生成马达控制所需的马达旋转信息(电角θ及转速ω)。在所述实施方式的情况下，在图8所示的正弦波驱动控制部420的转速·磁极位置推断部427中生成电角θ及转速ω。若转子轴5离心旋转，则转子的实际位移Δdr或位移传感器49的位移信号Δds中会包含与电角θ或其整数倍nθ相当的频率的振动成分(旋转振动成分)。结果，导致电磁力中产生旋转振动成分而产生泵振动。
因此，在所述实施方式中，从正弦波驱动控制部420取得马达旋转信息(电角θ及转速ω)，基于所述马达旋转信息来对位移信号Δds进行补偿处理，由此，减少电磁力的振动成分。以所述方式利用马达驱动控制部2a的马达旋转信息，由此，无需在轴承驱动控制部2b中设置用以生成电角θ及转速ω的旋转检测装置，从而能够抑制成本。另外，所取得的马达旋转信息(θ、ω)因为是为了生成马达驱动电流而生成的旋转信息，所以成为准确地表现转子离心旋转振动的旋转信息。因此，能够有效地抑制泵振动。
(2)作为振动补偿部416中的补偿处理，例如优选如图7所示，在第一信号处理部(包含第一转换处理部600、低通滤波器601、第二转换处理部602的处理线)中，生成将位移信号Δds的旋转成分Δds(nw)抵消的信号成分(-Δds(nw))(第一补偿处理)，在第二信号处理部(包含第一转换处理部600、低通滤波器601、第三转换处理部603、修正部604的处理线)中，生成产生如下电磁力的信号成分(+AΔds'(nw))，所述电磁力抵消由实际位移Δdr引起的电磁力(第二补偿处理)，将所述信号成分与位移信号Δds相加。通过第一补偿处理来高效地除去依赖于控制电流Δi的振动成分，通过第二补偿处理来高效地除去依赖于转子位移Δdr的振动成分。
(3)而且，在第二信号处理部的第三转换处理部603中，对于位移信号Δds的旋转成分Δds(nw)，基于马达旋转信息(电角θ及转速ω)，对从位移传感器49输出后直到磁悬浮控制器417及励磁放大器43的控制电流Δi的生成处理之前所产生的相位偏移进行修正，并且对磁悬浮控制器417及励磁放大器43中的增益进行修正，由此生成信号成分(+AΔds'(nw))。以所述方式对相位偏移及增益进行修正，由此，能够高精度地除去振动成分。
(4)例如，也可以如图14所示，通过磁悬浮控制器417，基于将由第一信号处理部(包含第一转换处理部600、低通滤波器601、第二转换处理部602的处理线)生成的信号成分(-Δds(nw))与位移信号Δds相加所得的信号，生成电流控制信号，并通过励磁放大器43，基于将由第二信号处理部(包含第一转换处理部600、低通滤波器601、第三转换处理部603、修正部604的处理线)生成的信号成分(-AΔds'(nw))与由磁悬浮控制器417生成的电流控制信号相加所得的信号，生成控制电流Δi。
(5)另外，还可以如图7所示，基于将由所述第一信号处理部生成的信号成分(-Δds(nw))及由所述第二信号处理部生成的信号成分(+AΔds'(nw))与位移信号Δds相加所得的信号，生成控制电流Δi。
(6)另外，转子旋转驱动装置中，在FPGA(Field Programmable Gate Array)电路中安装正弦波驱动控制部420及磁悬浮控制器417，所述转子旋转驱动装置包括所述磁轴承装置、使作为转子的旋转体单元R旋转驱动的无传感器马达42、控制无传感器马达42的正弦波驱动控制部420及磁悬浮控制器417。结果，马达控制及磁轴承控制数字化，通过数字信号处理除去旋转成分振动，因此，容易进行操作，并且通过使用FPGA，容易进行高速处理。因此，在磁轴承67、68、69全部的5轴的悬浮控制中，只要各轴有需要，则不仅能对基本成分(N＝1)进行补偿处理，而且能对多个谐波成分(N为2以上)进行补偿处理。
在所述内容中，对各种实施方式及变形例进行了说明，但本发明并不限定于所述内容。能在本发明的技术思想的范围内考虑到的其他形态也包含在本发明的范围内。例如不限于所述涡轮分子泵，本发明能够应用于各种转子旋转驱动装置。