;
[0087] 对应译码电路复位操作，确保每一帧译码过程之前保持一致状态；
[0088] (2)变量节点至校验节点的信号更新，Xk = 〇，l，n为离散时间索弓丨，即考 虑失配效应的等效约束电路对输入信号(?)和^^1;(心)进行处理；
[0089] (3)等效约束电路延迟模块对信号进行延迟处理，对应输出信号为 ，xk=〇，l;
[0090] (4)校验节点至变量节点的信号(? )更新，Xk = 0，1，即考虑失配效应的奇偶 校验电路对输入信号(?)进行处理；
[0091] ( 5 )奇偶校验电路延迟模块对信号(?)延迟处理，对应输出信号为 Ρβ^ν-·. (? ) > xk=0,1 ；
[0092] (6)计算各变量节点输出的软判决信息A,-0,(?)，即考虑失配效应的等效约束电 路对输入信号)和)进行处理；
[0093] (7)等效约束电路延迟模块对软判决信息朽延迟处理，对应输出信号为 Pf^^iXi) 5Xk=0,l；
[0094] (8)逐比特进行判决；
[0095]
[0096] 变量节点与校验节点之间信号更新为迭代计算过程，当η达到最大迭代次数Td/Δ t或者软判决信息平稳收敛后，迭代过程终止，输出比特判决结果，Td为译码时间，△ t为采 样周期。
[0097] 由上述技术方案可知，本发明所述的模拟译码电路设计方法及系统，在设计模拟 译码电路时建立了模拟译码电路的混合行为/结构抽象模型，利用模拟迭代译码网络的混 合行为/结构抽象模型进行仿真实验，将晶体管级别参数和系统级别特性联系起来，用于模 拟译码电路的系统性能验证，并为复杂译码电路优化设计提供指导准则。
【附图说明】
[0098] 为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现 有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明 的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据 这些附图获得其他的附图。
[0099] 图1是本发明第一个实施例提供的模拟译码电路设计方法的流程图；
[0?00]图2是标准和积模块电路框图；
[0101]图3是吉尔伯特乘法电路不意图；
[0102]图4是归一化电路示意图；
[0103]图5a和图5b是四输入四输出和积模块示意图；
[0104]图6是RC延迟模块处理模块示意图；
[0105] 图7是模拟译码电路仿真模型示意图；
[0106] 图8是模拟译码电路验证方法流程图；
[0107] 图9是(40,16)线性分组码因子图模型示意图；
[0108] 图10是(40,16)线性分组码模拟译码电路系统BER仿真曲线示意图；
[0109] 图11是本发明第二个实施例提供的模拟译码电路设计系统的结构示意图。
【具体实施方式】
[0110] 为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例 中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整的描述，显然，所描述的实施例是 本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员 在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
[0111] 由于模拟电路高复杂性，进行大型译码器电路的SPICE级别仿真是不切实际的。为 了快速而又准确地预测系统性能，本实施例在设计模拟译码电路时建立了模拟译码电路的 混合行为/结构抽象模型，利用模拟迭代译码网络的混合行为/结构抽象模型进行仿真实 验，仿真过程降低计算复杂度，并且考重点虑了晶体管失配因素和电路延时影响。
[0112] 图1示出了本发明第一个实施例提供的模拟译码电路设计方法的流程图，参见图 1，本发明第一个实施例提供的模拟译码电路设计方法包括如下步骤：
[0113] 步骤101:根据预设校验矩阵建立译码因子图模型;将所述译码因子图模型中的节 点转换为对应和积模块电路，将所述译码因子图模型中的变量节点转换为等式约束模块， 将所述译码因子图模型中的校验节点转换为奇偶校验模块;根据所述译码因子图模型的拓 扑完成所述和积模块电路之间的连线。其中，图2为标准和积模块电路框图。
[0114] 因子图提供了一种定义Turbo码和LDPC码等纠错码限制条件的可视化表示方法， 迭代译码的过程就是在相应编码方案的因子图模型上应用和积算法一一分布地进行消息 传递来计算全局函数边缘分布。
[0115] 基于因子图模型的和积算法中基本单元为和积模块，计算公式可以表示如下：
[0116]
Χ€Λ VG.I
[0117] 其中Χ、Υ和Ζ是有限集，px(x)，pY(y)和ρζ(ζ)分别是定义在集合Χ、Υ和Ζ上的概率密 度函数;f( ·)是指示函数，ΧΧΥΧΖ-{0，1}; γ是不依赖于输出函数Ζ的比例因子。
[0118] 为了和积模块计算公式，需要以下三步运算：
[0119] 第一步为最重要的运算为乘法运算，可以利用吉尔伯特乘法电路(参见图3)实现， 电流输入向量代表输入概率函数。乘法电路功能函数为：
[0120]
[0121]
[0122] 第二步为加法运算，将满足相应条件的电流乘积项1^相加来实现。根据基尔霍夫 电流定律，加法运算通过将电流I i, j导线连接在同一节点来实现。
[0123] 最后一步，比例因子γ由归一化电路(参见图4)实现，确保和积模块输出电流之和 为全局单位电流值Ili。单位电流Ili是由外部参考电流源提供的，并且电流大小可调。归一化 电路功能函数为：
[0124] lc t = Iu I:k/Σ?=ι^:.i >
[0125] 式中U是加法电路的输出电流，4 = ΣΚ-,ρ
[0126] 因此和积模块电路(参见图2)包含输入镜像电路，吉尔伯特乘法电路，加法电路和 归一化电路。和积模块电路中电流代表概率密度函数：
[0130] 因此下面和积模块电路中电流信号以概率函数形式表示。
[0131] 上述和积模块为两输入和单输出形式，实际上和积模块不止两个输入和一个输 出，但是两输入、单输出形式的和积模块可以作为基本模块通过来构成输入大于2和输出大 于1的和积模块(参见图5a和图5b)。因此和积模块电路作为基本模块可以构建基于和积算 法的模拟译码电路网络。
[0132] 本实施例针对CMOS工艺实现的模拟译码电路。模拟译码电路的设计基础为和积模 块单元电路，而和积模块单元电路的实现基础为吉尔伯特乘法电路。吉尔伯特乘法电路原 理要求电路中晶体管的源电流和基极电压之间保持指数关系。双极性晶体管(BJT)在正向 导通状态下集电极电流Ic与基射极电压V BE成指数关系。而M0S晶体管只有在亚阈值(或者说 弱反型）状态下，漏极电流Id与栅源极电压VGS成指数关系。M0S管在亚阈值状态下由于很小 的电流密度会降低电路功耗但是同时也会降低电路速度。但是由于生产成本的优势，模拟 译码电路大部分选择CMOS工艺实现，特别是在低功耗应用领域。
[0133] 在本步骤中，首先根据校验矩阵ΗΜΧΝ=(1^)ΜΧΝ建立译码的因子图模型，每个变量 对应一个变量节点 Vl，每个校验关系对应一个校验节点Cj，校验节点和变量节点之间存在边 eji。设χ=(χο，χι，···，χη-ι)是长度为η的LDPC码中一个码字，经过信道传输后对应的输出后z =(ZQ，Ζ1，…，Zn-l )，则变量节点Vi对应不同的条件概率p ( Zi I Xi )，记作信道概率信息。
[0134] 其次将因子图中节点转换为对应和积模块电路，变量节点转换为等式约束模块， 校验节点转换为奇偶校验模块。
[0135] 等式约束和积模块电路功能函数：
[0136]
[0137] 奇偶校验和积模块电路功能函数：
[0138]
[0139] 最后根据译码因子图模型的拓扑完成和积模块之间连线。
[0140] 进一步地，模拟译码电路模型计算过程为：
[0141] (1)初始化
[0142] 根据信道特征计算变量节点外部输入概率信号(?)，xk = 0，1，i为变量节点 标号，i = l，2,…，n。
[0143]
[0144]
[0145] 式中zi为信道输出，σ2为AWGN信道噪声方差。
[0146] 同时设置校验节点至变量节点的信号为pH(A)=〇.5，Xk = 0，l，j为校验节点标 号，j = 1，2，…，m。to为初始时间。对应译码电路复位操作，确保每一帧译码过程之前保持一 致状态。
[0147] (2)变量节点至校验节点的信号更新，xk = 0，l，t表示时间，即等效约束 电路对输入信号/^,4: (%)和(%)进行处理。
[0148] (3)校验节点至变量节点的信号)更新，Xk = 0，1，t表示时间，即奇偶校验 电路对输入信号;)进行处理。
[0149] (4)计算各变量节点输出的软判决信息iV,_^(A)，Xk = 〇，l，t表示时间，即等效约 束电路对输入信号)和/?% (? )进行处理。
[0150] (5)逐比特进行判决。
[0151]
[0152] 变量节点与校验节点之间信号更新为连续迭代计算过程，当t达到最大译码时间 Td或者软判决信息平稳收敛后，迭代过程终止，输出比特判决结果。
[0153] 步骤102:根据预设电路设计要求以及下述公式设计所述和积模块电路的输入参 数：
[0154]
[0155] 其中，W/L为吉尔伯特乘法电路晶体管栅极宽长比，Iu为单元电流，Is为工艺相关电 流;其中，所述和积模块电路的输入参数包括W/L和Iu。
[0156] 在本步骤中，吉尔伯特乘法电路非理想特性包括晶体管之间失配误差和晶体管的 非指数特性两部分。当M0S晶体管处于弱反型状态下，由于满足指数特性要求，此时吉尔伯 特乘法电路可视为理想乘法电路，可以忽略非指数特性。
[0157] 弱反型状态时M0S管漏极电流Id:
[0158]
[0159] 式中 IDQ = Is(W/L)exp[-VTQ/(nUT) ]，4 = ，其中 Vtq为阈值电压，η为亚阈 值斜率，UT为热电压，μη(：Μ为电流因数参数，W和