具有过采样模数转换的读通道的制作方法

专利名称：具有过采样模数转换的读通道的制作方法
技术领域：
本发明一般地涉及读通道，并且更具体地，涉及使用过模数转换的改进的读通道。
背景技术：
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磁记录读通道将模拟读信号转换成对记录在磁性介质上的用户数据的估计。读出头和磁性介质引入噪声和其它失真到读信号中。例如，随着磁性记录中的信息密度的增加，符号间(intersymbol)干扰(ISI)变得更加严重(即，通道脉冲响应变得更长)。ISI是一种形式的信号失真，其中一个符号(symbol)干扰一个或多个其它符号。在常规的读通道中，连续时间滤波器(CTF)典型地在模拟域中处理读信号，来执行抗混叠滤波、频带限制滤波以减少电子噪声，以及信号整形滤波以减少ISI。一般地，抗混叠滤波移除奈奎斯特频率(Nyquist frequency)(等于一半的波特率频率)以上的残留信号分量和噪声以避免混叠。模数转换器(ADC)典型地处理CTF输出来产生数字样本以进一步在数字域中进行处理。在存在符号间干扰和其它噪声的情况下，通常在读通道中使用维特比检测器来处理数字样本并检测记录的数据位。随着处理技术变得更小以及数据速率的增加，建立满足读通道的要求严格的性能规格的模拟电路(例如，CTF滤波器)变得越来越具有挑战性。因此，存在对改进的将一部分信号处理负担从模拟域转移到数字域的读通道的需求，以从而简化模拟电路设计。还需要改进读通道设备的信躁比(SNR)和错误率性能。因此，存在对改进的允许更复杂的信号处理技术应用于数字域的读通道的需求。

发明内容
总的来说，提供了用于使用过采样模数转换在读通道中处理信号的方法和装置。所公开的过采样模数转换通过将至少一部分的平衡和/或滤波处理转移到数字域来简化模拟设计。根据本发明的一个方面，提供了一种在读通道中处理信号的方法。对模拟输入信号执行过采样模数转换来对于给定的位间隔生成与模拟输入信号对应的多个数字样本。然后，可以对所述数字样本中的一个或多个应用数据检测算法来获得检测输出。可选地，可以使用模拟磁阻不对称(MRA)校正滤波器来对模拟输入信号进行滤波，或者，可选地，可以使用数字MRA校正滤波器对数字样本进行滤波。可选地，也可以在过采样模数转换之前，使用可变增益放大器(例如，包括低通转角频率，其减少频带外噪声)来对模拟输入信号进行滤波。在另一变化中，对于给定的单元间隔的所述多个数字样本被施加到分数间隔的数字有限脉冲响应(finite impulse response, FIR)滤波器。分数间隔的数字FIR滤波器还可以包括用于将对于给定的单元间隔的所述多个数字样本下采样成单个数字样本的装置(means)。检测输出被施加到一个或多个反馈环路。例如，反馈环路可以包括下列中的一个或多个(i)数字锁相环电路，其通过模数转换器自适应地调整使用的采样周期；(i i)偏移电路，其从接收到的模拟输入自适应地调整任何DC偏移；(iii )增益计算电路，其自适应地调整在预处理接收到的模拟输入信号中使用的增益；和(iv)用于产生用于数字MAR校正滤波器的反馈值以及一组用于数字有限脉冲响应(FIR)滤波器的均衡器系数的一个或多个电路。
所述多个数字样本可以被下采样来对于给定的位间隔产生单个数字样本。可选地，可以由包括数字低通滤波器的集成装置来执行下采样。通过参考以下的具体描述和附图将获得对本发明以及本发明进一步的特征和优点的更全面的理解。


图I示出了包括不同反馈环路的示例性常规数据检测系统；图2A示出了整合有本发明的多个不同方面的示例性数据检测系统；图2B示出了图2A的可变增益放大器的输入处的信号和噪声的功率谱密度；图2C示出了作为频率的函数的图2A的有限带宽可变增益放大器的输出处的信号和噪声的功率谱密度；图2D示出了作为频率的函数的对于没有量化噪声的ADC的图2A的过采样ADC输出处的信号和噪声的功率谱密度；图2E和2F分别示出了作为频率的函数的图2A的DLPF和下采样器的输出处的信号、噪声和ADC量化噪声的功率谱密度；图3A和3B示出了用于确定用于图2A的DLPF的滤波器系数的示例性技术；图3C示出了图2A的DLPF和下采样器的集成版本的示例性实现方式；图4示出了包含数字MRA校正滤波器的另一示例性数据检测系统；图5A和5B分别是图2A和图4的示例性模拟和数字MRA校正块的框图；图6示出了包含分数间隔的数字有限脉冲响应(DFIR)滤波器的另一示例性数据检测系统；图7是图6的示例性分数间隔的DFIR均衡器的框图；图8是可以和图6的示例性数据检测系统中的图7的示例性分数间隔的DFIR均衡器结合使用的示例性检测器的方框图；图9A和9B分别示出了示例性的最小均方(LMS)调整算法和示例性的迫零(ZF)算法;图10示出了包含用于数据检测系统和分数均衡的所有元件的完全过采样的另一示例性数据检测系统；图11示出了根据本发明不同实施方式的存储系统；以及图12示出了根据本发明一个或多个实施方式的包括接收器的通讯系统。
具体实施例方式本发明提供了一种每个位周期产生多个数字样本的过采样ADC。这样，可以通过将抗混叠和噪声频带限制滤波和/或均衡处理的至少一部分转移到数字域，来简化CTF电路。过采样ADC允许部分的滤波和/或均衡在模拟域执行而部分的滤波和/或均衡在数字域执行。例如，为了减少带外噪声的频带限制滤波和为了补偿符号间干扰的脉冲形状滤波现在可以在数字域执行。图I示出了包括不同反馈环路的示例性的常规数据检测系统100。数据检测系统100包括模拟前端(AFE)，其通过AC耦接115接收模拟输入信号110。例如，在输入信号110 是从磁存储介质感测的磁信号的情况下，AC耦接115可以包括能够将感测的磁场转换为相应模拟电信号的电路。使用可变增益放大器120放大AC耦接115的输出。可变增益放大器120施加的增益由增益计算电路130提供的增益反馈值122控制。增益计算电路130可以是本领域已知的任何能够基于输入误差信号提供可变增益输出的电路。使用求和元件140将放大的输入124和偏移值142相加。偏移值142由偏移电路195提供。和144被提供到连续时间滤波器(CTF) 125，如上所述，其操作来从接收到的模拟信号中滤除不希望的噪声。连续时间滤波器125提供表示模拟输入信号110的数据输入105。连续时间滤波器125可以是本领域已知的任何能够从接收到的模拟信号中减少或消除噪声的滤波器。例如，连续时间滤波器125可以是能够从信号中减少或消除高频噪声的低通滤波器。如本领域普通技术人员将清楚的，根据本发明的不同实施方式，可以使用多种滤波器或滤波器结构。数据输入105被提供到模数转换器(ADC) 150，其将连续的模拟信号转换成一系列相应的数字样本152。根据由数字锁相环电路160基于接收到的数据产生的时钟信号154获得数字样本152。数字样本152被提供到数字滤波器170，其提供滤波后的输出172给数据检测器180。数字滤波器170可以被实现为，例如，本领域已知的数字有限脉冲响应滤波器。数据检测器180提供理想输出182，其被使用求和元件190从相应的数字样本152中减去。数据检测器180可以是任何已知的数据检测器电路，例如维特比算法数据检测器。求和元件190的结果输出是误差信号184，其被用于驱动数字锁相环电路160、偏移电路195和增益计算电路130。示例性的数据检测系统100使用三个自适应反馈环路。第一环路包括数字锁相环电路160并操作来自适应地调整由模数转换器150所使用来采样数据输入105的采样周期(即，调整时钟信号的相位和/或频率)。第二环路包括偏移电路195，其用于自适应地调整接收到的模拟输入的任何DC偏移。第三环路包括增益计算电路130，其用于自适应地调整在对接收到的模拟输入信号预处理时使用的增益。示例性的常规数据检测系统100还可以包括磁阻不对称(MRA)校正滤波器(图I中未示出)，例如，在CTF125之前。通常，用于磁性记录的磁阻(MR)头呈现非线性传递函数(non-linear transfer functions)。理想地,来自该头的输出电流与读取的磁通量(x)线性相关。然而，大多数的头呈现二次非线性，结果是输出电流被表示为s = kx+ax2，其中k是比例系数，α控制头中的非线性水平。这种现象被称为头中的MR不对称(MRA)。在常规读通道中，模拟部分可能具有MRA校正(MRAC)块，其逼近对头输出进行线性化所需的逆传递函数，如将在下面结合图5Α进一步讨论的。如上所述，本发明认识到，一些信号处理负担可以从模拟域(在图I的ADC之前)转移到数字域。根据本发明的一个方面，过采样ADC每个位周期产生多个数字样本。除其他益处之外，通过将至少部分的均衡处理转移到数字域，过采样的数字样本允许CTF电路设计简化。图2Α示出了包括本发明的多个方面的示例性的数据检测系统200。数据检测系统200包括模拟前端(AFE)，其以和图I的常规数据检测系统类似的方式通过AC耦接215接收 模拟输入信号210。此外，以和图I类似的方式，使用可变增益放大器220放大AC耦接215的输出，并且通过由反馈环路260提供的增益反馈值222控制AC耦接215的输出。下面将结合附图2Β和2C进一步讨论可变增益放大器220的输出。使用求和元件240将放大的输入224和偏移值242相加。偏移值242以和图I类似的方式由反馈环路260提供。如图2Α所示，和244被提供到可选的MRA校正滤波器265，其逼近对读取头的输出进行线性化所需的逆传递函数，如下面将结合图5Α进一步讨论的。MRA校正滤波器265的输出被施加到可选的CTF225，如上所述地，其可以操作来从接收到的模拟信号中滤除不希望的噪声。根据本发明的一个方面，通过将至少部分的均衡处理过程转移到数字域来简化CTF225。例如，在一个实施方式中，CTF225执行抗混叠滤波，以及电子噪声的部分频带限制滤波。本发明认识到，电子噪声额外的频带限制滤波，以及减少ISI的信号整形滤波，可以在数字域更好的执行，如下面将结合附图2F进一步讨论的。用于CTF225的合适的传递函数H (s)将在下面的标题为“确定数字LPF的系数”的部分给出，其中分子级指示零点而分母指示极点。CTF 225提供表示模拟输入信号210的数据输入205。CTF 225可以是本领域中已知的任何能够减少或消除接收到的模拟信号中的噪声的滤波器。如本领域普通技术人员将很容易理解的，根据本发明的不同实施方式可以使用多种滤波器和滤波器架构。数据输入205被提供到过采样ADC 250，其对于每一位间隔将连续的模拟信号205转换成多个(N个)相应的数字样本252。例如，对于每一位间隔，该过采样可以生成Ν=2或Ν=4个数字样本252。尽管这里使用Ν=4的示例性过采样率描述本发明，然而如本领域普通技术人员将很容易理解的，可以采用任何过采样率。总之，过采样率可以是大于I的任何整数或分数倍。如上结合图I讨论的那样，根据例如通过环路260中的数字锁相环电路基于接收到的数据产生的时钟信号254获得数字样本252。然后过采样数字样本252由数字低通滤波器(DLPF) 275滤波，如下面将结合附图3Α到3C进一步讨论的。一般地，根据本发明，DLPF 275执行电子噪声额外的频带限制滤波，以及用于降低ISI的信号整形滤波。在图2Α的示例性实施例中，由DLPF 275产生的滤波输出276然后被下采样电路278下采样到波特率。如下面将结合附图3C进一步讨论的，可选地，可以将DLPF 275和下采样电路278实现为单个电路。由下采样电路278产生的下采样输出279包括对于每一位间隔的单个数字样本。以和图I类似的方式，下采样输出279被提供到数字FIR滤波器270(DFIR)，其提供滤波输出给数据检测器280。数据检测器280 (诸如，维特比算法数据检测器)提供被反馈环路260处理的理想输出282。数据检测器280可以是任何已知的数据检测器电路。示例性的数据检测器680将在下面结合附图8进一步讨论。反馈环路260可以包括，例如，图I的增益计算电路130、偏移电路195和数字锁相环电路160，其分别以和图I类似的方式产生增益反馈值222、偏移值242和时钟信号254。此外，反馈环路260以已知的方式产生用于MRA校正滤波器265的反馈值267 (下面将结合附图5A进一步讨论)以及用于DFIR滤波器270的一组均衡器系数268 (下面将结合附图9A和9B进一步讨论)。如下面将讨论的，图2B到2F示出了示例性的数据检测系统200中不同点上的各
种功率谱密度。虽然电子和ADC量化噪声被示出作为实例，但是本领域普通技术人员来书将很容易理解，这些解释说明也可以应用于存在于VGA218的输入处的任何其他噪声成分的功率谱密度。图2B示出了可变增益放大器220的输入处的信号218和噪声287的功率谱密度，其中fbaud是波特率频率，fnyq是奈奎斯特频率(等于一半的波特率频率)。不失一般性地，功率谱密度在图2B中是理想化的。典型地，数据承载信号218将在从O到高达奈奎斯特频率fnyq的奈奎斯特频带内具有显著的功率密度分量，而噪声287可以是存在于任何频率。出于解释的目的，在图2B中示出电子噪声287，其典型地跨所有频率上是白的且恒定的。现实中的信号218也可能包含具有其它频率特性的噪声源。如果可变增益放大器不执行信号整形或频带限制滤波(S卩，如果可变增益放大器220具有高带宽)，则可变增益放大器220的输出处的信号224和噪声287的功率谱密度会看起来类似于图2B。图2C示出了作为频率的函数的图2A的可变增益放大器220的输出处的信号224和噪声287的功率谱密度，其中可变增益放大器220具有有限的带宽。在示例性实施例中，可变增益放大器220具有低通滤波器传递函数，其具有覆盖直至大约波特频率fbaud的频率的通带，和在大约波特频率处的低通转角频率。在这种情况下，示例性的可变增益放大器220应该保持模拟信号224而不失真直至波特频率fbaud，并且切断在波特频率以上的噪声287。在替换的实施方式中，CTF225执行低通滤波功能而不是可变增益放大器220，或者，低通滤波功能分布在可变增益放大器220和CTF225之间。通常，这种低通滤波的低通转角频率应该位于在奈奎斯特频率和一半过采样频率(其在示例性实施方式中是波特频率的四倍)之间的某处。为了避免过采样ADC250的输出处信号和噪声分量的混叠，低通滤波器转角频率不应该高于一半的过采样频率。为了降低模拟可变增益放大器220或CTF225的实现复杂性，选择低通转角频率在奈奎斯特频率之上(例如，波特率频率)是有利的。在这种情况下，低通转角频率处传递函数的滚降(rolloff)并不必须设计成象常规波特系统中那样陡。图2D示出了作为频率的函数的对于没有量化噪声的ADC (即，具有无限精确度的理想ADC)的图2A的过采样ADC250的输出处的信号252和噪声287的功率谱密度。由于过采样，在四倍(4x)波特频率处存在噪声287的噪声密度287a、287b和信号252的假拷贝(spurious copies) 252a、252b。如图2D所示，由于在示例性实施方式中过采样率是4,因此假拷贝252a、252b、287a、287b是双侧的，并且以4fbaud为中心。在4x外的其他倍数(例如，Sx和16x)处存在噪声287和信号252的另外的双侧假拷贝，并且为了解释方便起见这些假拷贝在图2D中没有示出。通常，对于N的过采样率，双侧假拷贝发生在N倍波特率频 率的倍数处，例如Nfbaud、2Nfbaud和3Nfbaud。注意，对于有限精确度ADC，ADC量化噪声也会存在。图2E示出了作为频率的函数的图2A的DLPF275的输出处的信号276、噪声287和ADC量化噪声289的功率谱密度。如本领域普通技术人员将理解的，由于过采样，在四倍(4x)波特率频率处存在信号276的假拷贝276a、276b ;噪声密度287的假拷贝287a、287b ；以及ADC量化噪声289的假拷贝289a、289b，但为了图示方便起见在图2E中没有示出。如图2E所示，由于在示例性实施方式中，过采样率是4，因此假拷贝276a、276b、287a、287b、289a、289b是双侧的并且以4fbaud为中心。由于DLPF实现在大约奈奎斯特频率处的低通转角频率，因此信号276、噪声287和ADC量化噪声289的功率谱密度是频带受限制的，并且在零和大约fnyq之间不为零。此外，假拷贝276a、276b、287a、287b反映了该频带限制。在4x波特率频率外的其他倍数例如8x和16x处，存在信号276、噪声287和ADC量化噪声289的另外的双侧假拷贝，并且这些假拷贝在图2E中示出没有。图2F示出了作为频率的函数的图2A的下采样器278的输出处的信号279、噪声287和ADC量化噪声289的功率谱密度，其中下采样器278将信号(包括噪声分量)下采样到波特率。如本领域普通技术人员将理解的，由于下采样到波特率，在波特率频率的不同倍数处有信号279的假拷贝279a、279b ;噪声密度287的假拷贝288a、288b ;以及ADC量化噪声289的假拷贝290a、290b，但是为了解释方便起见在图2F中没有示出。如图2F所示，假拷贝279a、279b、288a、288b、290a、290b是双侧的，并且以波特率频率fbaud为中心。如上结合图2D讨论的，由于在下采样之前利用DLPF的低通滤波，信号279、噪声287和ADC量化噪声289的功率谱密度是带宽受限制的，并且在零和大约fnyq之间非零。此外，假拷贝279a、279b、288a、288b (和所有其它假拷贝)反映了该带宽限制，并且作为结果，在下采样之后没有混叠发生。如上所述，根据本发明，示例性的DLPF275可以执行抗混叠滤波，电子噪声(和其它噪声分量)的频带限制滤波、和用于降低ISI的信号形状滤波。通常，抗混叠滤波移除在奈奎斯特频率之上的任何残留信号分量和噪声，从而避免下采样器278的输出处的混叠。因此，DLPF275应该具有在大约奈奎斯特频率fnyq处的低通转角频率。VGA220和/或CTF225将执行抗混叠和频带限制滤波，以避免过采样ADC250的输出处的混叠，而DLPF275将执行抗混叠和频带限制滤波，以避免下采样器278的输出处的抗混叠。VGA220和/或CTF225的低通转角频率应该在奈奎斯特频率和一半过采样频率之间的某处，而DLPF275的低通转角频率应该在奈奎斯特频率附近。本发明认识到，对于过采样系统，由于VGA220或CTF225的传递函数在低通转角频率处的斜率与没有过采样的现有技术波特率系统相比可以是较不陡的，因此VGA 220或CTF 225的设计将不是有挑战性的。通常，过采样率越高，斜率就越不需要陡。在图2A-2F所示的示例性实施方式中，VGA 220限制在波特率频率之上的不需要的信号分量和噪声，而DLPF 275限制在奈奎斯特频率之上的不需要的信号分量和噪声。可选地，VGA 220、CTF 225或DLPF 275可以执行另外的信号形状滤波，以例如使信号均衡来移除一些或所有的符号间干扰。需要注意，如果VGA 220实现具有在奈奎斯特频率和一半过采样频率之间某处的低通转角频率的低通滤波功能，则CTF 225可以被省略。在进一步的变型中，CTF 225可以执行低通滤波来降低在过采样ADC 250的一半采样频率之上的噪声。在示例性实施方式中，CTF 225将仅仅实现传递函数中的极点(poles)，从而实现低通滤波。在另一变型中，可选地，CTF 225可以通过提供例如一些高频增强(boost)来执行某些脉冲整形或均衡。在一示例性的实施方式中，CTF 225也将实现传递函数中的零点(zeros)来提供高频增强。如上所述的，用于CTF 225的合适的传递函数H (s)将在下面的名称为“确定用于 数字LPF的系数”的部分中给出，其中分子级指示零点而分母指示极点。确定用于数字LPF的系数如上所述，示例性数据检测系统200包括DLPF 275。在示例性实施方式中，DLPF275被实现为有限脉冲响应(FIR)滤波器。此外，也可以使用其他的已知的数字滤波器结构，例如无限脉冲响应(IIR)滤波器。图3A和3B示出了用于确定DLPF 275的FIR实施方式的滤波器系数的示例性技术。例如,在Keshab K. Parhi所著“VLSI Digital SignalProcessing Systems:Design and Implementation” (VLSI 数字信号处理系统设计和实现)(1999 年 I 月 4 日)或 John G. Proakis 和 Dimitris K. Manolakis 所著“Digital SignalProcessing"(数字信号处理)(2006年4月7日，第4版)中，可以找到FIR滤波器的设计和实现方式。再次注意，根据本发明的若干方面，示例性DLPF275在数字域中执行以前在常规读通道中由CTF在模拟域中执行的一个或多个滤波器功能。根据本发明的另一方面，DLPF275被利用较少的自由度编程。为了提供足够的滤波能力，代替读通道中传统CTF225的至少一部分的数字滤波器需要具有数个抽头，还需要对于每个抽头系数支持宽的数值范围。因此，相比对模拟CTF的优化，完备地优化数字滤波器是更困难的。为了有助于此，本发明将DLPF275的系数空间映射到模拟CTF225的数字等价物，并提供了产生所期望的滤波器系数的方法。如下面所述的，可以以与常规模拟CTF225类似的方式，仅使用两个自由度来优化数字DLPF275 :截止(cutoff)和增强(boost)。通常，截止频率是传递函数分母部分的幅度响应在DC处分母部分的幅度响应之下3dB的频率。类似地，增强是截止频率处测量的分子部分的幅度响应贡献。典型地，增强提供了接近奈奎斯特频率的高频处输入功率的放大。这提供一些输入信号的平衡。特别地，DLPF275被设计成常规波特率系统中CTF的双线性变换的版本。该数字滤波器通常是IIR (无限脉冲响应)。考虑到有限精度细节，通过将其映射到IIR滤波器的截断(truncated)脉冲响应而将DLPF275进一步改变为FIR (有限脉冲响应)模式。在一个示例性实施方式中，使用用户指定的截止和增强值生成DLPF275。在给定用户指定的截止和增强值的情况下，传递函数H (s)被构造用于滤波器的模拟版本，如下
权利要求
1.一种用于在读通道中处理信号的方法，包括 获得模拟输入信号； 对所述模拟输入信号执行过采样模数转换以对于给定位间隔产生与所述模拟输入信号对应的多个数字样本；以及 对于所述数字样本中的ー个或多个执行数据检测算法以获得检测输出。
2.如权利要求I的方法，还包括如下的步骤 在连续时间域中对所述模拟输入信号进行滤波，以及以与所述过采样对应的速率对所述数字样本中的所述的ー个或多个进行滤波。
3.如权利要求I的方法，还包括如下的步骤 以波特率对所述数字样本中的至少ー个进行滤波，以及以与所述过采样对应的速率对所述数字样本中的至少ー个进行滤波。
4.如权利要求I的方法,还包括如下的的步骤 使用磁阻不对称MRA校正滤波器进行滤波。
5.如权利要求I的方法，其中在所述过采样模数转换之前，使用可变增益放大器对所述模拟输入信号进行滤波，所述可变増益放大器包括低通转角频率，其降低频带外噪声的。
6.一种读通道，包括 过采样模数转换器，用于将模拟输入信号转换为数字信号，其中所述数字信号包括对于给定位间隔的与所述模拟输入信号对应的多个数字样本；以及 数字检测器，用于对所述数字样本中的ー个或多个执行数据检测算法以获得检测输出。
7.如权利要求6的读通道，还包括 用于在连续时间域中对所述模拟输入信号进行滤波的模拟滤波器，以及用于以与所述过采样对应的速率对所述数字样本中的所述ー个或多个进行滤波的数字滤波器。
8.如权利要求6的读通道，还包括磁阻不对称MRA校正滤波器。
9.如权利要求6的读通道，还包括分数间隔的数字有限脉冲响应滤波器，以对于给定的単元间隔滤波所述多个数字样本。
10.ー种集成电路，包括 过采样模数转换器，用于将模拟输入信号转换为数字信号，其中所述数字信号包括对于给定位间隔的与所述模拟输入信号对应的多个数字样本；以及 数字检测器，用于对所述数字样本中的ー个或多个执行数据检测算法以获得检测输出。
全文摘要
本发明涉及具有过采样模数转换的读通道。提供了使用过采样模数转换在读通道中处理信号的方法和装置。对模拟输入信号执行过采样模数转换，以对于给定的位间隔产生与模拟输入信号对应的多个数字样本。然后可以对数字样本中的一个或多个应用数据检测算法以获得检测输出。通过将至少部分的均衡和/或滤波处理转移到数字域，过采样模数转换简化了模拟设计。
文档编号H03M1/36GK102957431SQ20121030253
公开日2013年3月6日 申请日期2012年8月23日 优先权日2011年8月23日
发明者J·A·贝雷, N·R·阿拉温德, E·F·哈拉特什 申请人:Lsi公司