技术领域本申请总体涉及电子电路系统，并且具体涉及到用于传送信号的电路和方法。
背景技术：
一些通信技术使用“利用非线性分量的线性调制”(LINC)调制。LINC调制有时被称为恒包络异相。LINC调制将具有I和Q分量的常规笛卡尔调制的RF信号转换成两个恒包络信号的组合。恒包络信号被称为S1和S2信号。S1和S2信号是相位调制的并且可以具有相位域内的任何值。两个问题使得LINC调制难以在较高的频率处进行。第一个问题是用于实现LINC调制的计算。更具体地说，反余弦和反正切函数被计算，这是耗时的。在一些实施例中，使用查找表来确定反余弦和反正切值，但是查找表占用大量的存储空间，这是昂贵的。第二个问题是S1和S2信号是相位调制的，因此难以实现在较高的频率下的充分的准确度。
技术实现要素：
在生成量化信号的所述示例中，与输入信号的量化相位相关的量化相位域被生成。输入信号可以占用的向量基于量化相位域而被计算。输入信号的第一分量的第一量化相位针对每个量化相位域生成，并且输入信号的第二分量的第二量化相位针对每个量化相位域被生成。附图说明图1是示出LINC调制的图形。图2是示出量化相位域的图形。图3是基于图2的量化相位域计算的I/Q域。图4是用于实现图2和图3中的过程的电路的实施例。图5是示出图4中的电路的操作的流程图。图6是示出非对称多层次异相调制的实施例的图形。图7是示出具有离散的功率水平输出的量化S1/S2相位域的实施例的图形。图8是生成非对称多层次异相调制信号的电路的实施例。具体实施方式在示例实施例中，电路和方法克服了LINC调制、非对称多层次异相(AMO)传送器以及类似的传送器和调制技术中的不足。S1/S2相位域被量化，并且所有可能的I和Q向量或值基于量化的S1/S2域被确定。因为S1/S2域已经被量化，所以I和Q向量是离散的。量化器量化复合输入信号的I和Q分量并且将它们拟合到先前已经计算出的I/Q域中的值。然后响应于输入信号的量化的I和Q分量，容易确定输入信号的S1和S2分量。笛卡尔坐标系中的LINC调制的示例由图1中的图形示出。该图形适应于单位圆，其中水平轴或x轴表示信号S(t)的I分量，并且垂直轴或y轴表示信号S(t)的Q分量。Q分量的值有时被称为Q(t)，并且I分量的值有时被称为I(t)。在LINC调制中，信号S(t)由两个分量或值S1(t)和S2(t)来表示，有时在本文中简化为S1和S2。S1和S2的量级相同，但是信号S1和S2之间的相位角θ(t)和变化以调制信号S(t)。如图1所示，由笛卡尔坐标表示的S(t)的值由等式(1)如下给出：S(t)＝I(t)cos(ωct)+Q(t)sin(ωct)等式(1)项ωc是信号S(t)的载波频率。S(t)的值也等于S1(t)和S2(t)之和，其中S1(t)和S2(t)由等式(2)和(3)如下示出：A(t)的值为S(t)的量级，使用勾股定理计算A(t)的值，并且Amax是由等式(4)示出的A(t)的最大值：如上所述，将笛卡尔信号转换成LINC调制信号的一个问题是计算反余弦和反正切的值以确定相位角。如图1所示，θ(t)的值基于由等式(5)所示的反余弦而被计算，并且的值基于由等式(6)所示的反正切而被计算。反余弦和反正切的计算是复合的。在一些实施例中，反余弦和反正切不被计算，而是用查找表来估算。查找表占用了相当大的存储量，这是昂贵的。而且，生成S1和S2的相位的相位调制器是复合的并且对时序误差是敏感的。例如，实际相位和预期相位之间的轻微失配会导致输出信号中的大线性误差。而且S1和S2之间的物理距离和寄生值难以匹配。为了克服上述问题，S1和S2信号的相位域如图2所示被量化。信号S(t)在载波时钟上，所以量化的相位域与载波时钟的不同相位相关。在图2的示例中，S1和S2的值被限制到载波时钟的八个不同相位。基于图2的量化相位域，I和Q域如图3所示被计算。I和Q域中的所有可能值基于图2中的量化相位域内S1和S2的所有可能的组合而被计算。因为S1/S2相位域被量化，所以基于S1和S2组合，只有有限数量的可能的I和Q值存在。通过计算所有的I和Q值，反余弦和反正切的复合计算没必要在信号处理期间进行。I和Q的值可以被存储在容易存取的小查找表中。而且S1和S2之间的相位调制的灵敏度被消除。信号的I分量和Q分量被一起处理并且被量化到图3中的图形上。因为量化的S1和S2域被用于生成I/Q域，所以S1和S2值基于量化的I和Q值容易被确定。更具体地说，S1和S2的值由图2中的相位域来确定，这用于创建图3中的I/Q域。已经描述了调制的数学过程，用于实现该过程的电路现在将被描述。参考图4，其示出用于实现上述过程的电路200的框图的实施例。电路200包含输入202，其中输入信号的复合分量在I输入204和Q输入206处被接收。I输入204和Q输入206都被连接到采样电路208和210，其中复合分量通过称为Fc的频率进行上采样。在一些实施例中，频率Fc在1.8GHz到2.5GHz之间变化。采样信号被输出到加法器214和216。根据下文更详细的描述，加法器214和216是电路200的噪声整形元件的部件。加法器214和216输出信号到滤波器218和220，滤波器218和220提供采样的I和Q信号的环路滤波。滤波器218和220的输出被输出到量化器224(并且由量化器224接收)，其有时被称为复合的量化器224。量化器224根据I量化值和Q量化值计算S1量化相位和S2量化相位。量化器224生成或使用如图3中所示的量化I和Q域，根据图2中的S1/S2域计算出量化I和Q域。因为I和Q分量被量化，所以只有有限数目的I和Q向量可以从图3的图形中被选择。基于这些量化值，S1和S2的量化值可由量化器224生成。在图4的实施例中，量化器224输出表示S1和S2相位的电压或信号，其被示出为S1_相位和S2_相位。而且量化器输出表示量化I和Q值的电压。在一些实施例中，量化器224输出表示S1和S2相位的数字值。如下所述，S1和S2相位被用于生成离散的相位调制信号。表示量化I和Q值的电压被反馈回加法器214和216，在加法器214和216处从采样电路208和210输出的采样的I和Q分量中减去表示量化I和Q值的电压。量化I和Q值(结合滤波器218和220)提供了被输出到量化器224(并且被量化器224接收)的信号的噪声整形。量化器224的输出被输出到离散相位调制器230(并且由离散相位调制器230接收)，其将S1和S2相位的离散值转换成离散的S1和S2相位调制信号。相位生成器232离散地生成如时序图233所示的延迟脉冲。由脉冲生成器232生成的脉冲被输出到多路复用器234和236(并且由多路复用器234和236接收)。用于多路复用器234和236的控制信号为表示S1和S2相位的电压或数字值。控制信号确定从多路复用器234和236的输入中选择哪个量化相位。多路复用器234和236的输出为相位调制信号的量化S1和S2分量，其提供了量化的数字RF信号。S1和S2信号被输出到功率放大器240。S1和S2信号然后由常规的功率组合电路242组合。在一些实施例中，功率组合电路242是无源电路。电路200输出相位调制信号，其中相位是离散值。因此，避免了常规相位调制的复合计算，所以电路200适于工作在高频率处。相位调制的准确度可以通过增加S1/S2域中的可能相位的数量而被增加，增加S1/S2域内可能相位的数量可增加可能的量化I和Q值的数量。该电路相对于常规调制方法具有许多优点。例如，在一些实施例中，通过取样电路208和210进行的上取样工作在高频率处，所述噪声超出了电路的带宽。通过同时量化I和Q分量，它们可以被拟合到图3的I/Q域上，其可从图2的S1/S2相位域中快速产生量化相位。电路200的操作和生成量化信号的相关技术通过结合图5中的流程图250来论述。在步骤252处，生成与输入信号的量化相位有关的量化相位域。在上述实施例中，相位域对应于图2中的图形。在步骤254处基于量化相位域计算输入信号可以占用的向量。在上述实施例中，图3示出了向量的示例。在步骤256处，针对每个量化相位域生成输入信号的第一分量的量化相位。在步骤258处进行类似的过程，其中针对每个量化相位域生成输入信号的第二分量的量化相位。部分上述量化可以使用复合噪声整形和脉冲宽度调制(PMW)被应用于非对称多层次异相(AMO)传送器和调制技术。AMO传送技术将复合信号分解为被称为S1和S2的两个分量。在一些实施例中，分量被称为a1和a2。AMO技术的示例被示出在图6的图形中，其中信号的I和Q分量被分解为S1和S2分量。在AMO中，S1和S2分量的量级不必具有相同的量级，这导致了S1和S2分量的不同电压水平。如图6所示，复合信号具有I和Q分量并且通过极坐标限定。振幅或量级A通过等式(7)所示的勾股定理来计算，并且角度θ通过等式(8)如以下来计算：角度α1和α2通过等式(9)和(10)如以下来计算：如以上等式所示，AMO传送涉及复合计算。并且AMO传送器的输出水平变化用于反映S1和S2的不同振幅的值。在许多常规实施例中，输出水平可通过改变到输出放大器的供电电压水平而被改变，这是无效率的。在一些其他的常规实施例中，AMO与射频(RF)载波的离散脉冲宽度调制(PWM)一起使用。在这些实施例中，脉冲宽度被变化以改变输出功率，而不是改变到输出放大器的供电电压。在本文所述的实施例中，S1/S2相位域中的输出水平被量化，这用以提供离散的输出功率水平。然后基于离散的S1/S2相位域来计算I/Q域。结果是I/Q域在较低功率水平下提供更高的分辨率。在一些实施例中，多个功率水平在固定周期期间通过载波脉冲计数来实现。例如，RF载波脉冲可以包含在一段时间期间生成的脉冲。在一些实施例中，使用∑/Δ(sigma/delta)调制器(SDM)的∑/Δ调制被用于载波脉冲计数传送。在一些实施例中，SDM工作在时钟频率处，该时钟频率为载波频率除以AMO中的功率水平的数量。对于具有载波频率Fc的M-水平AMD，SDM的时钟频率将为Fc/M。SDM如上所述使用复合量化器来将S1和S2的相位值减小到离散值。SDM输出具有S1和S2分量的预量化的相位值和M个可能振幅值。振幅调制通过改变一个Fclk窗口内的RF时钟脉冲的数量来实现。针对S1/S2振幅的输出值k(k＝0...M)被解释为放置在Fclk窗口中的k个载波脉冲。在该实施例中，S1/S2相位域被量化还包含离散的输出功率水平，如图7中的图形所示。图7中的实施例具有8个离散脉冲和4个离散功率水平，其产生了总共32个可能的离散输出水平。然后基于离散的S1/S2相位域计算离散的I/Q域。图7中的离散的S1/S2相位域的实施例在I/Q域中产生1024个离散水平。如以上简单地描述的，离散的功率水平可以通过一段时期期间传送的预定数量的脉冲或旁带而被传送。例如，P1的功率水平可以通过在该段时期期间传送一个脉冲或旁带来传递，并且P4的功率水平可以通过在该段时期期间传送四个脉冲或旁带来传递。参考电路300(图8)，电路300实现了上述AMO传送技术。电路300具有包含第一输入304和第二输入306的输入302。第一输入304有时被称为I输入304，并且第二输入306有时被称为Q输入306。I输入304接收复合信号的I分量，并且Q输入306接收复合信号的Q分量。I输入304被连接到采样电路310，采样电路310对复合信号的I分量进行上采样。同样，Q输入306被连接到采样电路312，采样电路312对复合信号的Q分量进行上采样。采样电路310的输出被连接到加法器314，并且采样电路312的输出被连接到加法器316。如下所述，误差信号被输出到加法器314和316(并且由加法器314和316接收)以减去量化的I和Q误差信号。加法器314的输出被连接到滤波器320，并且加法器316的输出被连接到滤波器322。滤波器320和322提供环路滤波和噪声整形。滤波器320和322工作在频率Fclk处，频率Fclk等于Fc/4，其中四个可能的功率水平存在于量化S1/S2域内。频率Fclk是∑/Δ调制器的工作频率。滤波器320和322的输出被连接到量化器324，其有时被称作复合量化器324。量化器324生成图5中的量化S1/S2相位域并且生成量化I和Q向量，量化I和Q向量可以通过使用查找表生成。量化器324将滤波器320和322的输出拟合到从图7的量化S1/S2域生成的I/Q域。然后可从图7的S1/S2域容易地确定相应的量化S1和S2值。因为电路300是AMO发射器，所以量化器324输出S1和S2相位和表示所述值的振幅值或电压。而且量化器324输出表示I和Q量化值的电压，这些电压被反馈回加法器314和316以便噪声整形。表示S1和S2相位的电压是多路复用器330和332的控制信号。相位生成器334生成被输出到多路复用器330和332(并且由多路复用器330和332接收)的脉冲。在一些实施例中，相位生成器334与图4中的相位生成器232相同。相位生成器334生成如图4中的示意图233所示的互相延迟预定时期的脉冲。在图7的实施例中，相位生成器334工作在频率Fc处。多路复用器330和332选择的相位被输出到脉冲计数调制器340和342。在一些实施例中，调制器330和332是RF脉冲计数调制器并且类似于∑/Δ调制器进行操作。调制器340和342中的每个具有来自量化器324的输入。调制器340具有表示量化的S1分量的振幅的电压的输入，并且调制器342具有表示量化的S2分量的振幅的电压的输入。调制器340和342生成表示S1和S2振幅的输出信号上的脉冲。在一些实施例中，采样时期内生成的脉冲的数量指示了功率水平。例如，采样时期期间生成的一个脉冲指示第一功率水平，并且采样时期期间生成的四个脉冲指示第四功率水平。脉冲计数调制器340和342也可以增加载波的数量以增加功率。在一些实施例中，一个载波表示第一功率水平，并且四个载波表示第四功率水平。调制器340和342生成的信号被输出到放大器346并且然后被输出到功率组合电路350。S1和S2分量的功率水平在调制信号中。因此，不像常规的AMO传送器，放大器346的功率水平不必进行改变以反映功率水平。功率组合电路350组合S1和S2分量以便进行传送。在一些实施例中，功率组合电路350为无源电路。所述实施例内的修改是可能的，并且在权利要求书的范围内的其他的实施例也是可能的。