本发明涉及一种模数转换器(analog-to-digitalconverter，adc)，更特别地，涉及一种具有带通(bandpass)噪声传递函数的模数转换器。
背景技术：
蜂窝通信对高数据速率的日益需求已使得载波聚合(carrieraggregation，ca)作为第三代合作伙伴项目(the3rdgenerationpartnershipproject，3gpp))长期演进(long-termevolution，lte)标准的一部分。载波聚合是一项将多个分量载波(componentcarrier，cc)分配给用户设备(userdevice，ue)的技术，以增加可用于数据通信的带宽，从而增加该设备的数据吞吐量(datathroughput)。每个分量载波的带宽可介于1.4-20mhz之间，以及，根据先进的长期演进(lte-advanced，lte-a)标准，可以聚合多达5个分量载波来产生100mhz的最大聚合带宽。在实践中，支持载波聚合的大多数蜂窝服务运营商聚合两个或最多三个分量载波，虽然预计将来若需要或期望更宽的带宽，可能会聚合三个以上的分量载波。
对于选择如lte标准和lte-a标准中所概述的分量载波及其用于载波聚合的带宽，有几种方案是可行的。如图1a和图1b所示，在带内(intra-band)连续(contiguous)方案中，位于同一工作频带(operatingfrequencyband)内的多个连续的分量载波被聚合。在图1a的例子中，同一工作频带(标识为带7)中的两个连续的载波(例如，第一分量载波的频率范围为2630mhz～2650mhz，第二载波的频率范围为2650mhz～2670mhz，其中，每一个载波具有20mhz带宽)被聚合。图1b示出了一种载波聚合方案，其中，在同一工作频带(标识为带41)中的三个连续的20mhz带宽的载波(例如，中心频率分别为2520mhz、2540mhz、2560mhz)被聚合。
连续分量载波的带内载波聚合不总是可行的，具体取决于蜂窝服务运营商如何分配工作频率。当连续分量载波不可行时，可以利用同一工作频带中非连续的分量载波进行载波聚合。图1c示出了一种带内非连续(non-contiguous)载波聚合的例子，在该例子中，来自同一工作频带(标识为带25)的两个分量载波(例如，第一分量载波的中心频率为1940mhz，第二分量载波的中心频率为1980mhz)被利用。这两个分量载波均为20mhz带宽，但由于这两个分量载波被20mhz的间隔分开，因此是非连续的。
另一载波聚合方案是要聚合来自不同工作频带的分量载波。图1d示出了一种带间(inter-band)非连续载波聚合的例子，在该例子中，同一工作频带(标识为带2)中的两个非连续的分量载波(如中心频率分别为1940mhz、1980mhz)与不同工作频带(标识为带13)中的第三分量载波(如中心频率为751mhz)聚合。
图1e和图1f提供了带间载波聚合方案的进一步例子，在这些例子中，不同工作频带中的分量载波被聚合。图1e示出了两个分量载波的聚合方案，其中，第一工作频带(标识为带20，如中心频率为800mhz)中的第一分量载波与第二工作频带(标识为带8，如中心频率为940mhz)中的第二分量载波聚合。图1f示出了三个分量载波的聚合方案，其中，第一分量载波(标识为带17，如中心频率为739mhz)、第二分量载波(标识为带2，如中心频率为1940mhz)和第三分量载波(标识为带wcs[30]，如中心频率为2355mhz)被聚合，其中，每一个分量载波位于不同的工作频带中。
技术实现要素：
有鉴于此，本发明的目的之一在于提供一种xxx，以解决上述问题。
根据本发明的第一方面，本发明提供了一种带通模数转换器，用于在无线通信装置的射频接收电路中使用，所述带通模数转换器包括：第一噪声整形逐次逼近寄存器电路，位于第一路径中；以及第二噪声整形逐次逼近寄存器电路，位于与所述第一路径并行的第二路径中，其中，所述第一噪声整形逐次逼近寄存器电路和所述第二噪声整形逐次逼近寄存器电路用于以特定采样率交替采样模拟输入电压并得到采样输出电压，以及，对所述采样输出电压进行模数转换，以提供数字输出。
在一些实施例中，所述第一噪声整形逐次逼近寄存器电路和所述第二噪声整形逐次逼近寄存器电路中的每一个包括：电容式数模转换器，用于接收所述采样输出电压，以及，基于所述采样输出电压产生主输出电压和残余电压；噪声整形电路，用于对所述电容式数模转换器输出的所述残余电压进行噪声整形处理；以及比较器，用于接收所述主输出电压和所述噪声整形电路的输出，以产生比较信号，其中，所述比较信号为相应的噪声逐次逼近寄存器电路对所述采样输出电压进行模数转换后的信号。
在一些实施例中，所述所述噪声整形电路包括回路滤波器电路，所述回路滤波器电路包括：低通回路滤波器；第一混频器，耦接在所述电容式数模转换器输出所述残余电压的输出端与所述低通回路滤波器的输入之间，用于对所述残余电压进行斩波操作；以及第二混频器，耦接在所述低通回路滤波器的输出与所述比较器的输入之间，用于对所述低通回路滤波器的输出进行斩波操作。
在一些实施例中，所述噪声整形电路还包括：放大器，耦接于所述电容式数模转换器输出所述残余电压的输出端与所述第一混频器的输入之间，用于放大所述电容式数模转换器输出的所述残余电压；其中，所述第一混频器用于对放大后的残余电压进行斩波操作。
在一些实施例中，所述第一混频器和所述第二混频器中的至少一个包括传输门开关。
在一些实施例中，所述放大器被配置为仅在所述残余电压被传递至所述回路滤波器电路的期间启动。
在一些实施例中，所述第一噪声整形逐次逼近寄存器电路和所述第二噪声整形逐次逼近寄存器电路中的至少一个包括从所述比较器的输出至所述电容式数模转换器的反馈路径。
在一些实施例中，所述比较器包括第一输入端和第二输入端，其中，所述比较器用于在所述第一输入端上接收所述噪声整形电路的输出以及在所述第二输入端上接收所述电容式数模转换器的主输出电压。
在一些实施例中，所述带通模数转换器还包括：第一开关，位于所述第一噪声整形逐次逼近寄存器电路的输出上；以及第二开关，位于所述第二噪声整形逐次逼近寄存器电路的输出上；其中，所述第一开关和所述第二开关被配置为以所述特定采样率交替采样所述第一噪声整形逐次逼近寄存器电路的输出和所述第二噪声整形逐次逼近寄存器电路的输出，以通过组合所述第一开关的输出和所述第二开关的输出来产生所述数字输出。
根据本发明的第二方面，本发明提供了一种接收电路，所述接收电路被配置为对输入信号进行处理，所述输入信号包括具有两个分量载波的带内非连续载波聚合射频信号。所述接收电路包括：本地振荡器电路，用于下变频所述输入信号；低通滤波电路，耦接于所述本地振荡器电路的输出，用于对下变频后的输入信号进行滤波；带通模数转换器电路，耦接于所述低通滤波电路的输出，以及，用于以采样率至少对所述低通滤波电路的输出进行采样，所述采样率正比于所述接收电路的中间频率；以及数字电路，耦接于所述带通模数转换器电路的输出，其中，所述数字电路用于在数字域中将所述带通模数转换器电路的输出下变频至基带。
根据本发明的第三方面，本发明提供了一种接收电路，所述接收电路被配置为对输入信号进行处理，所述输入信号包括具有两个分量载波的带内非连续载波聚合射频信号。其中，所述接收电路包括：本地振荡器电路，用于下变频所述输入信号；低通滤波电路，耦接于所述本地振荡器电路的输出，用于对下变频后的输入信号进行滤波；带通模数转换器电路，耦接于所述低通滤波电路的输出，以及，用于以采样率至少对所述低通滤波电路的输出进行采样，所述采样率正比于所述接收电路的中间频率；以及数字电路，耦接于所述带通模数转换器电路的输出，其中，所述数字电路用于在数字域中将所述带通模数转换器电路的输出下变频至基带；其中，所述带通模数转换器电路为如上所述的带通模数转换器。
根据本发明的第四方面，本发明提供了一种通信装置，包括如上所述的接收电路。
根据本发明的第五方面，本发明提供了一种模数转换方法，用于将模拟输入电压转换为数字电压，其中，所述方法包括以下步骤：将所述模拟输入电压交替采样到第一电容式数模转换器和第二电容式数模转换器上；利用第一噪声整形电路对所述第一电容式数模转换器的残余电压进行处理，以产生第一噪声整形信号；利用第二噪声整形电路对所述第二电容式数模转换器的残余电压进行处理，以产生第二噪声整形信号；以及至少部分基于所述第一噪声整形信号和所述第二噪声整形信号输出所述数字电压。
在以上方案中，带通模数转换器包括两条路径，各路径通过噪声整形逐次逼近寄存器(ns-sar)电路来实现，取代了传统带通模数转换器中的离散时间σδ调制器，具有降低功耗的优点。
本领域技术人员在阅读附图所示优选实施例的下述详细描述之后，可以毫无疑义地理解本发明的这些目的及其它目的。
附图说明
附图并不旨在按比例绘制。在附图中，各个附图中示出的每个相同或近似相同的元件用相同的标号来表示。为了简洁目的，并不是每个元件均标注在每个附图中。在以下附图中：
图1a至图1f示出了一些可用来在无线数据通信中提供增大的带宽的载波聚合方案的例子；
图2示出了一种射频接收器架构的方块图，该射频接收器架构具有两条接收路径，每一条接收路径分别处理非连续带内载波聚合射频信号中的分量载波信息；
图3根据一些实施例示出了一种射频接收器架构的另一方块图，该射频接收器架构具有用于处理非连续带内载波聚合射频信号中的多个分量载波的单个接收路径；
图4根据一别实施例示出了一种用于在图3所示的接收器架构中使用的带通模数转换器的方块图。
具体实施方式
以下描述为本发明实施的较佳实施例，其仅用来例举阐释本发明的技术特征，而并非用来限制本发明的范畴。在通篇说明书及权利要求书当中使用了某些词汇来指称特定的元件，所属领域技术人员应当理解，制造商可能会使用不同的名称来称呼同样的元件。因此，本说明书及权利要求书并不以名称的差异作为区别元件的方式，而是以元件在功能上的差异作为区别的基准。本发明中使用的术语“元件”、“系统”和“装置”可以是与计算机相关的实体，其中，该计算机可以是硬件、软件、或硬件和软件的结合。在以下描述和权利要求书当中所提及的术语“包含”和“包括”为开放式用语，故应解释成“包含，但不限定于…”的意思。此外，术语“耦接”意指间接或直接的电气连接。因此，若文中描述一个装置耦接于另一装置，则代表该装置可直接电气连接于该另一装置，或者透过其它装置或连接手段间接地电气连接至该另一装置。
当前的无线通信标准包括，但不限于，lte，lte-a以及wifi，这些通信标准提供载波聚合方案，用以增加无线通信网络上的节点(node)与连接到该无线通信网络的无线通信装置之间的数据通信的数据吞吐量。无线通信装置中一些用于处理(process)载波聚合射频(radiofrequency，rf)信号的传统接收电路消耗大量功率和/或占用大量芯片面积。在实践中，用以处理非连续带内载波聚合信号的接收电路(如图1c所示的例子)常常利用专用接收路径(dedicatedreceiverpath)来处理该聚合信号中的每一个分量载波。本发明的一些实施例涉及用于无线通信装置的接收电路，该接收电路利用单个(single)接收路径来处理带内非连续载波聚合射频信号。
在非连续带内载波聚合中，被聚合的多个分量载波在频谱中是不相邻的，以及，甚至可能位于工作频带的相对端(oppositeend)。为了支持这样的载波聚合方案，来自载波聚合射频信号中的每一个分量载波的信息可由专用接收路径处理，如图2所示的例子。图2所示的接收电路包括两个零中频(zerointermediatefrequency，zero-if)接收路径，每一个零中频接收路径分别用来处理被聚合的带内非连续射频(rf)信号中的这两个分量载波中的其中一个分量载波的信息。
在图2的上部接收路径中，射频(rf)信号被低噪声放大器(low-noiseamplifier)210放大。然后，经放大后的射频信号被本地振荡器电路(localoscillatorcircuitry)212下变频(downconvert)至基带(baseband)。本地振荡器电路212利用两个混频器(mixer)下变频该放大后的射频信号，其中，这两个混频器被聚合的射频信号中的两个分量载波的第一分量载波的中心频率(ωrf1)控制。本地振荡器电路212的输出被提供给一对低通滤波器(lowpassfilter，lpf)214，以及，还被两个基带模数转换器(adc)216进一步处理，以将低通滤波器214输出的模拟电压转换为数字电压输出，该数字电压(如i1和q1)用于表示第一分量载波带宽中的信息，相应地，在图2所示的下部接收路径中，数字电压(如i2和q2)用于表示第二分量载波带宽中的信息，其中第一分量载波和第二分量载波为被聚合的射频信号中的两个分量载波。
图2所示接收电路中的下部接收路径包括如上部接收路径的相同电路，利用本地振荡频率(ωrf2)将该放大后的射频信号下变频为基带，本地振荡频率(ωrf2)对应于被聚合的射频信号中的第二分量载波的中心频率。可见，图2所示的接收电路包括两个接收路径，每一个接收路径包括它自己的本地振荡器电路和两个基带模数转换器(adc)。然而，图2所示的接收电路消耗相当大的功率，且需要较大的芯片面积。在本发明中，一些实施例涉及用于处理带内非连续载波聚合射频信号的接收电路，该接收电路与处理此射频信号的传统接收电路相比，能够提供低功率操作，和/或具有较少的芯片面积。
图3根据一些实施例示出了用于无线通信装置390的接收电路300，接收电路300用于处理带内非连续载波聚合射频信号。在接收电路300中，射频信号srf是输入(即接收电路300的前端接收宽带射频信号)，且该射频信号srf被低噪声放大器(low-noiseamplifier)312放大。尽管图3中的低噪声放大器312被显示为单个放大器，但应当理解的是，低噪声放大器312可以以任何合适的方式来实现，以在输入的射频信号srf被接收电路300处理之前对该输入的射频信号srf提供期望的放大。
低噪声放大器312的输出分别被本地振荡器电路(localoscillatorcircuitry)314中的一对混频器采样，其中，该对混频器利用单个的本地振荡频率(ωrf)，但相位相差90°(例如，其中一个本地振荡信号为cos(ωrft)，而另一个本地振荡信号为sin(ωrft))，该本地振荡频率(ωrf)被设置为该输入的射频信号srf中的两个分量载波的中心频率(如图3中所标注的ωrf1和ωrf2)之间的中间点(midpoint)所对应的频率(如图3中所标注的ωrf，即ωrf＝(ωrf1+ωrf2)/2。请一并参考图2和图3，可知，图3所示的单个的接收路径架构消除了图2所示电路中的两个接收路径中的其中一个接收路径，也无需设计两个本地振荡器电路，从而，能够减少了接收电路消耗的功率，并提供占有较少芯片面积的接收电路。
从本地振荡器电路314输出的已解调信号(demodulatedsignal)分别被一对低通滤波器316滤波，随后该对低通滤波器316的输出信号分别被一对带通模数转换器(bandpassanalogtodigitalconverter，bpadc)318进行模数转换，即将该对低通滤波器316输出的模拟信号分别转换为数字信号。该对带通模数转换器318分别以采样率(samplingrate)fs数字化该对低通滤波器316输出的模拟信号，其中，采样率fs正比于接收器(如接收电路300)的中间频率(if)。举例来说，在一些实施例中，带通模数转换器318的采样率fs可被设置为if*4。在一些替代实施例中，低通滤波器316和带通模数转换器318可以被带通滤波器和宽带(wideband)模数转换器所替换，以提供可以被数字中频电路进一步处理的数字输出。
基于带通模数转换器318输出的数字信号，利用数字中频电路320在数字域中将该数字信号最终下变频为基带信号。如图3所示，数字中频电路320包括已被时钟处理(clockedtoprocess)的混频器322、324、326和328(例如，混频器322和326分别在不同时刻将数字信号1,0,-1,0与带通模数转换器318输出的数字信号相乘，以实现混频；而混频器324和328分别在相应地不同时刻将数字信号0,1,0,-1与带通模数转换器318输出的数字信号相乘)，以在特定时刻将带通模数转换器318的输出提供至整合组件(integratingelement)330、332、334和336。整合组件整合混频器的输出，以提供每个分量载波的数字输出。例如，整合组件330整合(如执行加法操作)混频器322和328的输出，以提供第一分量载波的第一同相信号(如i1)；整合组件332整合(如执行加法操作)混频器324和326的输出，以提供第一分量载波的第一正交信号(如q1)；整合组件334整合(如执行减法操作)混频器324和326的输出，以提供第二分量载波的第二同相信号(如q2)；整合组件336整合(如执行加法操作)混频器322和328的输出，以提供第二分量载波的第二正交信号(如i2)。本发明实施例通过将接收路径的数量从2个减少为1个，以及利用数字中频电路320在数字域中执行下变频部分，从而，相较于传统的接收电路(如结合图2所描述的例子)，本发明的一些实施例通过消除整个的本地振荡器路径和基带模数转换器对，达到了节省功率和芯片面积的目的。
如结合图3所讨论的，接收电路300包括一对带通模数转换器(bpadc)318，该对带通模数转换器318用以采样模拟输入电压并将模拟输入电压转换为数字输出电压，其中，该数字输出电压被数字中频电路320进一步处理。通常，在无线通信装置的接收电路中所使用的传统带通模数转换器架构包括离散时间σδ调制器(deltasigmamodulator，dsm)，该离散时间σδ调制器消耗大量的功率。一些具有适用于lte的带宽(例如，10mhz-25mhz)的σδ调制器包括高通(high-pass)回路滤波器(loopfilter)。被包括在离散时间σδ调制器中的高通回路滤波器使用大量的功率，特别是对于宽信号带宽，以及，该高通回路滤波器具有的中心频率仅能通过调节回路滤波器的系数来调整。举例来说，一些离散时间σδ调制器通过在中心频率(centerfrequency)fc上对低通滤波器的输入和输出反相(invert)或“斩波”(chopping)来实现高通回路滤波器，以实现期望的高通响应。然而，当高通回路滤波器在离散时间σδ调制器中实现时，这样的架构通常需要在σδ调制器的输入上具有高线性度的开关及相关的时钟，这导致了更多的功率使用。下面将更详细地讨论，本发明的一些实施例涉及带通模数转换器电路，其中，在低通滤波器的输入和输出上包括斩波器(chopper)的滤波元件被设置在该带通模数转换器电路中，以在离散时间σδ调制器的输入上实现时允许使用简单的开关，该简单的开关消耗较少的功率，且不具有线性度的限制。
本发明的一些实施例涉及带通模数转换器电路，该带通模数转换器电路包括(incorporate)噪声整形逐次逼近寄存器(noise-shapingsuccessiveapproximationregister，ns-sar)电路，噪声整形逐次逼近寄存器ns-sar电路比传统带通模数转换器电路中的离散时间dsm的耗能更低。在实践中，一些实施例涉及一种利用两条路径架构的时钟可调的带通模数转换器，其中，每条路径包括噪声整形逐次逼近寄存器(ns-sar)电路(该ns-sar电路取代了传统带通模数转换器架构中的σδ调制器)，分别位于并行的第一路径和第二路径中，其中，位于第一路径中的第一噪声整形逐次逼近寄存器电路和位于第二路径中的第二噪声整形逐次逼近寄存器电路用于以特定采样率(如图4所标注的fs/2)交替采样(alternatelysample)模拟输入电压(如图4所示的vin)并得到采样输出电压，以及，分别对采样输出电压进行模数转换，以给所述模拟输入电压提供具有带通噪声传递函数的数字输出。在图4所示的带通模数转换器318中，每一个噪声整形逐次逼近寄存器电路能够提供期望的带通噪声传递函数，具有噪声整形功能。
图4根据一些实施例示出了可用于图3所示接收电路300中的带通模数转换器318的一种电路的示例。如上结合图3所讨论的，带通模数转换器318接收模拟输入电压vin，模拟输入电压vin为低通滤波器316的输出。该模拟输入信号(如模拟电压vin)分别被一对开关410以时间交错(time-interleaved)的方式采样(即交替采样，如在图4所示的两条路径的架构中，频率相同(均为fs/2)，而相位差180°(如图4中的φ1与φ2的相位相差180°，以提供输入给该模数转换器电路(即带通模数转换器318)的两条路径中的每一条路径。该模数转换器电路的过采样率(oversamplingratio，osr)被定义为fs/(2*bw)，以及该过采样率根据接收器(即接收电路300)的中间频率(此处也称之为中心频率fc)变化，其中，fs为带通模数转换器318的采样率，bw为模拟输入电压vin的带宽。根据关系fc＝abs(ωrf-ω1)，中心频率fc与本地振荡频率ωrf有关，其中，ωrf位于两个分量载波的频率之间，特别地，ωrf等于两个分量载波的频率之间的中间点所对应的频率，以及，ω1为其中一个分量载波的频率(如ωrf1或ωrf2)。为了通过调节采样率fs来精确地调谐中心频率fc，因此，图4所示的两条路径的架构中的中心频率fc被固定为采样率fs的四分之一(即fc＝fs/4)。从而，利用图4所示的架构，可以通过调节采样率fs来精确地调整中心频率fc。
两条路径的架构中的每一条路径包括电容式数模转换器(capacitordigitaltoanalogconverter，c-dac)，利用一对开关410分别以fs/2的采样率采样模拟输入信号vin，从而将模拟输入信号交替地(alternately)采样到模数转换器电路的每一条路径中(如图4所示，模拟输入信号vin被采样到电容式数模转换器412上)。在一些实施例中，c-dac可被实现为10位异步(asynchronous)顶板(top-plate)采样逐次逼近寄存器(sar)。可选的，可以使用其它的sar架构(如同步(synchronous)底板(bottomplate)采样的sar架构)，以及，本实施例在这方面不做限制。sar算法(在本领域中是公知的)可以在将模拟输入电压采样到c-dac上之后执行。如图4所示，每个c-dac提供两个输出，这两个输出包括主输出电压和残余电压(residuevoltage)，残余电压表示sar转换周期结束之后的量化误差。主输出电压耦接于比较器422的第一端，而残余电压被噪声整形(noise-shaping)电路处理，该噪声整形电路包括混频器416、420以及低通滤波器418，更多细节如以下描述。
噪声整形电路设置在图4所示的带通模数转换器电路318的每一条路径中。基于该噪声整形电路，带通模数转换器电路318能够提供一个带通噪声传递函数，该带通噪声传递函数用于减少感兴趣的频率范围内的量化噪声。在本发明实施例中，利用放大器414(如低增益放大器，图4中将放大器414标注为“g”)通过将c-dac输出的残余电压放大增益因子g，可以至少部分减少噪声整形电路引起的热(kt/c)噪声。对于图4所示的两条路径的架构，量化噪声在频率fs/4上是最小的。因此，在一些实施例中，中心频率fc可被设置为fs/4，以最小化此频率上的量化噪声，从而为带通模数转换器电路提供最佳的信噪比(signal-to-noiseratio)。
放大器414的使用还具有其它的优势，这些优势包括但不限于，低功耗。举例来说，放大器414只需要在c-adc输出的残余电压被传递到噪声整形电路时启动(poweredon)。因此，该放大器在大多数时间下可以保持关闭(powereddown)，从而大大地节省功率。在一些实施例中，放大器414被实现为简单的电阻性负载差分对(resistivelyloadeddifferentialpair)。然而，应当理解的是，也可以利用其它类型的低增益放大器架构，本实施例在这方面不做限制。
放大器414的输出被提供给混频器416(或者，可称为斩波器)，混频器416以fs/2的速率对放大器414输出的电压进行“斩波”，如分别在不同时刻将数字信号+1、-1与放大器414输出的电压相乘。混频器416的输出被传送到低通回路滤波器418，低通回路滤波器418的输出被混频器420再次斩波。在低通滤波器418的输入和输出上的混频器416和420的插入(insertion)可以将低通响应转换为带通响应。如以上所讨论的，对ns-sar路径内部的滤波电路的安排具有一些优势，这些优势是在该滤波电路被设置在离散dsm的输入上时不能实现的。举例来说，在一些实施例中，带通模数转换器电路318中的每一个混频器(如416、420)可通过传输门开关(transmissiongateswitch)来实现。由于c-dac输出的残余电压相对较小，因此，给这些混频器使用的开关不需要如该开关被实现在离散时间dsm时的情形一样的精确线性度。
如以上所讨论的，混频器420输出的信号被提供给比较器422的第一输入端(例如，负输入端)，而c-dac输出的主输出电压被提供给比较器422的第二输入端(例如，正输入端)，比较器422分别对第一输入端和第二输入端上的输入信号进行比较，以产生比较信号。在一些实施例中，比较器422可由双尾感应放大动态比较器(double-tailsense-ampdynamiccomparator)来实现。
如图4所示，比较器422的输出被反馈至电容式数模转换器(c-dac)412，以用于电容式数模转换器(c-dac)412的正常操作，例如，电容式数模转换器(c-dac)412可根据比较器412的反馈信号来选择性地决定电容耦接于参考电压vr还是接地电压gnd。为了提高功率效率，将c-dac的尺寸减小为热(kt/c)噪声要求所设定的基础水平是可取的。在两条路径的每一条路径中，利用开关424，以fs/2的速率交替采样比较器422的输出，从而通过整合比较器422的输出，可以提供具有期望的带通噪声传递函数特性的数字输出dout。
通过将斩波操作从adc的输入移至c-dac的残余电压，其中，该残余电压较小，不需要高线性度的开关，结合图4所描述的带通模数转换器电路实现了具有较低的过采样率(osr)的宽带宽响应，带来了整体的低功率操作。
尽管此处描述的带通模数转换器电路已被描述为在接收电路中使用，用于处理仅具有两个分量载波的带内非连续载波聚合射频信号(例如，见图1c)但应当理解的是，此处描述的该带通模数转换器电路也可以用在处理其他类型的载波聚合射频信号的接收电路中。举例来说，在图1d所示的载波聚合方案中，三个分量载波(两个带内分量载波和一个带间分量载波)被聚合，此处描述的实施例可用来处理这两个带内分量载波，而利用其它电路来处理其它的载波。
可以单独使用、组合使用本文描述的装置和技术的各个方面，或者，在前面的描述中所描述的实施例中未具体讨论的多种安排，因此，其申请并不限于前面的描述中所规定的或附图中所示的元件的细节和安排。举例来说，在一个实施例中描述的方面可以以任何方式与其它实施例中所描述的方面相结合。
在权利要求中以修改权利要求组件的序数词的使用(诸如“第一”、“第二”、“第三”等)本身并不意味着任何的优先级、优先，或者一个权利要求组件在另一个权利要求组件之上，或者所执行的方法的动作的时间顺序，但只用作标记，以将具有特定名称的一权利要求组件与具有相同名称的另一组件(但使用序数词)区分开来，从而区分权利要求组件。
此外，本文使用的措辞和术语是为了描述的目的，而不应当被视为限制。本文的“包含”、“包括”，或“具有”、“含有”，“涉及”及其变体的使用旨在包括其后列出的项目及其等效物以及附加项目。举例来说，记载为“包含”、“包含”或“具有”、“含有”、“涉及”一特定材料的装置、结构、设备、层或区域意指至少包括所列的该材料以及可以存在的任何其它的组件或材料。