专利名称：循环型构成的模数转换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及模数转换器。本发明特别是涉及循环型模数转换技术。
背景技术：
(第1背景技术)近年来，在移动电话机中逐渐增加了图像摄像功能、图像播放功能、动画摄影功能、动画播放功能等各种附加功能，对模数转换器(以下称“AD转换器”)的小型化和节能化的要求越来越高。作为这种的AD转换器的种类，众所周知，有构成循环型的循环AD转换器(例如，参照专利文献1)。图13是表示以往循环AD转换器的构成。在该AD转换器150中，将通过第1开关152输入的模拟信号Vin，由第1放大电路156采样，并且通过AD转换电路158转换为1位的数字值。该数字值通过DA转换电路160转换为模拟值，从输入的模拟信号Vin中由减法电路162将其减去。减法电路162的输出通过第2放大电路164放大，通过第2开关154，反馈到第1放大电路156。该反馈的循环处理重复12次就能得到12位的数字值。
(第背景技术：
)作为循环型构成的循环AD转换器，众所周知，还有其他形式(例如，参照专利文献2)。
图26表示以往循环AD转换器的一例。在该AD转换器中，通过第1开关SW101输入的模拟信号Vin，通过采样保持电路1011，采样保持为与输入的信号等价的模拟信号，并且通过AD转换电路1012转换为数字值，最初，取出高位4位。由AD转换电路转换的数字值，通过DA转换电路1013转换为模拟值。减法电路1014，从采样保持电路1011中采样保持的输入模拟信号Vin中，减去从DA转换电路1013输入的模拟信号。减法电路1014的输出模拟信号，通过第2放大电路1015放大。而且，减法电路1014和第2放大电路，也可以是一体型的减法放大电路1016。被放大的模拟信号，通过第2开关SW102反馈到采样保持电路1011和AD转换电路1012。从第2次循环中取出3位，因此第2放大电路1015，将输入信号放大到8倍。通过重复该循环处理，得到13位的数字值。
专利文献1特开平11-145830号公报；专利文献2特开平4-26229号公报。
(第1课题)专利文献1的循环AD转换器，与多段流水线型的AD转换器相比，因为构成的元件数目少，所以有利于抑制电路面积。但是，电路面积可以缩小的另一面，在整个阶段中要将相同的电路以相同的条件重复使用。因此，包含于循环AD转换器中的各个电路的规范，特别是在要求高处理速度和转换精度的高位转换时，不得不以此时的作为设计的基准，作为循环处理过程的整体，有时必须将转换处理速度和转换精度保证在要求之上。另一方面，在循环处理的整个阶段，越要将转换处理速度和转换精度保证在要求以上也越容易导致功率消耗的增大。
(第2课题)专利文献2的循环AD转换器，在高位的位取出之后，将与此对应的模拟信号减去。因而，按照后段的AD转换电路的取出位数，必须将减法运算后的模拟信号放大。
但是，放大电路中GB积(Gain Bandwidth product)存在界限，即要得到高放大率就要降低放大电路的动作频率，高速动作变得很困难。因此，在循环型的AD转换电路中，第2周之后的转换时，将所需的信号范围的变动，如果能通过放大输入模拟信号之外的方法代替，可以缓和对放大电路的约束，提高AD转换器整体的设计自由度。
发明内容
本发明是鉴于这样的状况作出的，其目的在于达到AD转换器中的转换精度的最佳化或者低功耗化。
(第1组)本发明的某一方案，是模数转换器。该模数转换器，具有AD转换电路，其将输入模拟信号转换为规定位数的数字值；DA转换电路，其将AD转换电路的输出转换为模拟信号；减法电路，其从输入模拟信号中减去DA转换电路的输出；放大电路，其将减法电路的输出放大并反馈到AD转换电路的输入；按照反馈循环处理的经过改变AD转换电路、DA转换电路、减法电路、放大电路中至少任一个的规范的电路。
这里，各个电路的“规范”，可以是例如信号放大的放大率、供给的功率、控制信号的脉冲宽度、内含电容器的值等参数。根据本发明，因为可以按照循环处理的经过的变化，所以可以得到需要的高精度，而且可以达到需要的节能化的目的。
本发明的另一方案也是模数转换器。该模数转换器，具有AD转换电路，其将输入的模拟信号转换为规定位数的数字值；DA转换电路，其将AD转换电路的输出转换为模拟信号；减法电路，其从输入模拟信号中减去DA转换电路的输出；放大电路，其将减法电路的输出放大并反馈到AD转换电路的输入；放大控制电路，其按照反馈的循环处理的经过改变放大电路的放大率。
放大电路，其放大率越高设定时间越长，因此采用放大率高的放大电路有时得不到适当的输出，可能降低模数转换器整体的转换精度。根据本方案，在转换精度要求比较高的处理时，降低放大电路的放大率，可以得到按照要求的转换精度。特别是，将模数转换分为多个阶段处理的时候，在精度要求比较高的初期阶段，降低放大电路的放大率，得到需要的转换精度。
本发明的另一个方案也是模数转换器。该模数转换器，具有AD转换电路，其将输入模拟信号转换为规定位数的数字值；DA转换电路，其将AD转换电路的输出转换为模拟信号；减法电路，其从输入模拟信号中减去DA转换电路的输出；放大电路，其将减法电路的输出放大并反馈到AD转换电路的输入；功率控制电路，其按照反馈的循环处理的经过改变各个电路供给功率。
在以往的循环AD转换器中，在分为多个阶段的模数转换处理中，在转换精度要求比较高的处理时，与这以外的处理同样的构成中以同样的条件实行处理。根据本方案，在转换精度要求比较高的处理时，即转换速度要求比较高的处理时，处理时间保持不变，通过提高功率供给可以得到需要的转换精度。特别是，如循环型的模数转换器那样，将模数转换分为多个阶段处理时，在精度要求比较高的初级阶段，提高对放大电路等的构成电路的功率供给，得到需要的转换精度。相反，在第2阶段之后降低供给的功率可以达到节能化的目的。
本发明的另一个方案也是模数转换器。该模数转换器，具有AD转换电路，其将输入模拟信号转换为规定位数的数字值；DA转换电路，其将AD转换电路的输出转换为模拟信号；减法电路，其将DA转换电路的输出从输入模拟信号中减去；放大电路，其将减法电路的输出放大并反馈到AD转换电路的输入；时钟控制电路，其按照反馈循环处理经过，改变至少一个输入到AD转换电路的控制信号的脉冲宽度。
根据本方案，在转换精度需要比较高的处理时，即转换速度要求比较高的处理时，不提高转换速度自身，而延长控制构成模数转换器的电路动作的时钟信号的脉冲宽度。由此，将AD转换的动作时间延长，可以得到需要的转换精度。特别是，如循环型的模数转换器那样将模数转换分为多个阶段处理时，在精度要求比较高的初级阶段，延长由AD转换电路、DA转换电路、放大电路等构成电路的时钟信号的脉冲宽度，由此得到需要的转换精度。相反，在第2阶段以后，缩短AD转换动作的时间，可以谋求节能化的目的。
本发明的另一方案也是模数转换器。该模数转换器，具有采样保持电路，其保持输入模拟信号；AD转换电路，其将输入模拟信号转换为规定位数的数字值；DA转换电路，其将AD转换电路的输出转换为模拟信号；减法电路，其将DA转换电路的输出从输入模拟信号中减去；放大电路，其将减法电路的输出放大并反馈到AD转换电路的输入；电容器控制电路，其按照反馈的循环处理的经过，改变采样保持电路和放大电路中至少任一个的电容值。
根据本方案，在转换精度需要比较高的处理时，采样保持电路和放大电路的容量值设定比较高，由此可以减小使模数转换器的转换精度降低的热噪声的影响。特别是，如循环型的模数转换器那样，将模数转换处理分为多个阶段处理的时候，在精度要求比较高的初级阶段，可变采样保持电路和放大电路的电容值设定比较高，由此得到所需的转换精度。相反，在第2阶段之后降低电容值可以达到节能化的目的。
(第2组)本发明的某一方案，是模数转换器。该模数转换器，具有AD转换电路，其将输入模拟信号转换为规定位数的数字值；DA转换电路，其将AD转换电路的输出转换为模拟信号；减法电路，其从输入模拟信号中减去DA转换电路的输出；放大电路，其将减法电路的输出以规定的放大率放大并反馈到AD转换电路的输入；参考电压控制电路，其可变参考电压，该参考电压供给设置在AD转换电路内的多个电压比较元件。
根据本实施方式，参考电压控制电路，可变供给设在AD转换电路内的多个电压比较元件的参考电压，由此可以降低如放大电路的放大率。另外，不改变电路构成可变AD转换器的规范。因此，可以提高AD转换器整体的设计自由度。
本发明的另一方案，也是模数转换器，该模数转换器，具有AD转换电路，其将输入模拟信号转换为规定位数的数字值；DA转换电路，其将AD转换电路的输出转换为模拟信号；第1放大电路，与AD转换电路并联设置，将输入的模拟信号以规定的放大率放大；减法电路，其从第1放大电路的输出中，减去用与第1放大电路放大的放大率实质相同的放大率放大的DA转换电路的输出；第2放大电路，其将减法电路的输出以规定的放大率放大，并反馈到AD转换电路和第1放大电路的输入；参考电压控制电路，可以随时间改变参考电压，该参考电压供给设置在AD转换电路内的多个电压比较元件。
根据本发明，参考电压控制电路，可变供给设置在AD转换电路内的多个电压比较元件的参考电压，在例如输入信号被输入的时候和反馈信号被输入的时候，由此可变参考电压。这样，既可以使低电压化和高速化共存的设定成为可能，也可以提高AD转换器整体的设计自由度。
本发明的另一方案也是模数转换电路。该模数转换器，具有AD转换电路，其将输入模拟信号转换为规定位数的数字值；DA转换电路，其将AD转换电路的输出转换为模拟信号；第1放大电路，与AD转换电路并联设置，将输入的模拟信号以规定的放大率放大；减法电路，其从第1放大电路的输出中，减去用与第1放大电路放大的放大率实质相同的放大率放大的DA转换电路的输出；第2放大电路，其将减法电路的输出以规定的放大率放大，并反馈到AD转换电路和第1放大电路的输入；参考电压控制电路，其可变参考电压，该参考电压供给设置在AD转换电路内的多个电压比较元件；放大控制电路，其控制第1放大电路的放大率随时间变化。
根据本发明可以这样设定参考电压控制电路，减小供给设在AD转换电路内的多个电压比较元件的参考电压，使(参考)电压控制电路，可以提高与AD转换电路并联设置的第1放大电路的放大率。根据这样，可以进一步降低第2放大电路的放大率。此时，输入信号降低之后，通过提高第1放大电路的放大率，可以超出第1放大电路的输出范围，抑制信号误差。因而，可以提高AD转换器整体的设计自由度。
本发明的另一方案也是模数转换器。该模数转换器是将模数转换处理分为多个阶段进行的转换器，具有AD转换电路，其在多个阶段中的至少任一个阶段中将输入的模拟信号转换为规定位数的数字值；DA转换电路，其将AD转换电路的输出转换为模拟信号；减法电路，其从输入模拟信号中减去DA转换电路的输出；放大电路，其将减法电路的输出放大并反馈；参考电压控制电路，可变参考电压，该参考电压供给设置在接受放大电路反馈的任一个的AD转换电路内的多个电压比较元件。
根据本发明，参考电路控制电路，可变供给设在AD转换电路内的多个电压比较元件的参考电压，由此可以降低例如放大电路的放大率。另外，可以不改变电路构成而改变AD转换器的规范。因此可以提高包含循环型AD转换级的由多级组成的AD转换器整体的设计自由度。
本发明的另一方案，也是模数转换器。该模数转换器，具有AD转换电路，其将输入模拟信号转换为规定位数的数字值；DA转换电路，其将AD转换电路的输出转换为模拟信号；减法电路，其从输入模拟信号中减去DA转换电路的输出；放大电路，其将减法电路的输出以规定的放大率放大，并反馈到AD转换电路的输入；参考电压控制电路，其可变参考电压，该参考电压供给设置在AD转换电路内的多个电压比较元件；采样保持电路，其将输入的模拟信号采样保持，调整输入减法电路的定时。
根据本发明，参考电路控制电路，可变供给设在AD转换电路内多个电压比较元件的参考电压，由此可以提高AD转换电路整体的设计自由度。与此同时，采样保持电路将采样的模拟信号在AD转换期间保持，由此防止定时偏差，也可以改善高频特性。
本发明的另一方案，也是模数转换器。该模数转换器，具有AD转换电路，其将输入模拟信号转换为规定位数的数字值；DA转换电路，其将AD转换电路的输出转换为模拟信号；减法电路，其从输入模拟信号中减去DA转换电路的输出；放大电路，其将减法电路的输出以规定的放大率放大，并反馈到AD转换电路的输入；参考电压控制电路，可变参考电压，该参考电压供给设置在AD转换电路内的多个电压比较元件；定时控制电路，其将输入到AD转换电路的反馈作为1次循环定时生成，供给到参考电压控制电路。而参考电压控制电路，按照定时控制电路供给的定时，随时间改变参考电压。
根据本方案，参考电压控制电路，按照定时控制电路生成的定时，减小供给设置在AD转换电路内的多个电压比较元件的参考电压，通过这样的设计，可以降低放大电路的放大率。因此可以提高AD转换器整体设计的自由度。
而且，以上构成要素的任意组合，或本发明的构成要素或表现在方法、装置、系统等之间互相置换而成的方案，作为本发明的方案也是有效的。
根据本发明，可以达到将AD转换器的转换精度最佳化或低功耗化的目的。
图1是表示第1组第1实施方式中的AD转换器的构成的图。
图2是表示第1组第1实施方式中的放大控制电路和放大电路的详细构成的图。
图3是表示第1组第1实施方式中的AD转换器的动作过程的时序图。
图4是表示第1组第2实施方式中的AD转换器的构成的图。
图5是表示第1组第2实施方式中的功率控制电路和采样保持电路的详细构成的图。
图6是表示第1组第2实施方式中的AD转换器动作过程的时序图。
图7是表示第1组第3实施方式中的AD转换器的构成的图。
图8是表示第1组第3实施方式中的AD转换器动作过程的时序图。
图9是表示第1组第4实施方式中的AD转换器的构成的图。
图10是表示第1组第4实施方式中的电容器控制电路和采样保持电路的详细构成的图。
图11是表示第1组第4实施方式中的电容器控制电路和放大电路的详细构成的图。
图12是表示第1组第4实施方式中的AD转换器的动作过程的时序图。
图13是表示在第1组中以往的循环AD转换器的构成的图。
图14是表示第2组第1实施方式中的AD转换器的构成的图。
图15是表示第2组第1实施方式中的AD转换电路的参考电压生成用的基准电压范围的变化的示意图。
图16是表示第2组第1实施方式中的AD转换电路的构成的图。
图17是表示第2组第1实施方式中的AD转换电路的另一构成的图。
图18a是表示第2组第1实施方式中的单输入的参考电压范围的示意图。
图18b是表示第2组第1实施方式中的差动输入的参考电压范围的示意图。
图19是表示第2组第1实施方式中的AD转换器的动作过程的时序图。
图20是表示第2组第2实施方式中的AD转换器的构成的图。
图21是表示第2组第2实施方式中的AD转换电路图和AD转换电路的构成的图。
图22a是表示第2组第3实施方式中的AD转换器的第1周的构成的图。
图22b是表示第2组第3实施方式中的AD转换器的第2周之后的构成的图。
图23是表示第2组第3实施方式中的第1放大电路的构成的图。
图24是表示第2组第3实施方式中的AD转换器的动作过程的时序图。
图25是表示第2组第4实施方式中的AD转换器的构成的图。
图26是表示在第2组中的以往循环型AD转换器的构成的图。
具体实施例方式
(第1组)(第1实施方式)在本发明中，将包含在循环型AD转换器中的放大电路的放大率，按照其循环处理的经过进行变化。具体地说，只是在精度要求比较高的初期阶段，放大率控制得低。由此，可以只在必要时提高转换精度。
图1是表示第1组第1实施方式中的AD转换器的构成。在AD转换器10中，输入模拟信号Vin，通过第1开关12，输入到采样保持电路20和AD转换电路16。AD转换电路16，将输入的模拟信号转换为最高4位的数字值并输出。DA转换电路18，将从AD转换电路16输出的最高4位的数字值转换为模拟信号。采样保持电路20，是将输入的模拟信号采样保持的电路，其放大率为2倍。减法电路22，将DA转换电路18输出的模拟值和采样保持电路20所保持的模拟值之差输出。放大电路24，是将减法电路22的输出放大，反馈到采样保持电路20和AD转换电路16的电路，其放大率可变。放大控制电路26，根据放大切换信号AMC控制放大电路24的放大率。放大电路24的输出通过第2开关14反馈。AD转换电路16，将被反馈的模拟值转换为3位的数字值并输出。
放大电路24的反馈循环处理的次数是3次。作为初期阶段的第1阶段中，第1开关12接通，第2开关14断开，在AD转换电路16生成最终由AD转换器10输出的10位数字值中从高位开始的第1～4位的值(D9～D6)。在第2、3阶段中，第1开关12断开，第2开关14接通，AD转换电路16中生成最终10位数字值中从高位开始的第5～7位(D5～D3)的值，和第8～10位的值(D2～D0)。在这3个阶段的AD转换中，越转换较高位的阶段精度的要求越高。因此放大控制电路26，控制第1阶段中的放大电路24的放大率低于第2、3阶段的放大率，通过缩短设定时间得到高转换精度。
图2是放大控制电路26和放大电路24的详细构成。放大电路24，主要包括运算放大器28、第1电容器30和第2电容器32。第1电容器30位于运算放大器28的输入侧，其电容值固定。第2电容器32位于运算放大器28的输入输出之间，其电容值可变。第2电容器32的电容值，通过放大控制电路26输出的放大切换信号AMC切换。如果将第1电容器30的电容值设为C1，第2电容器的电容值设为C2，那么放大电路24的放大率为C1/C2。在本实施方式中，为了将放大电路24的放大率在2倍和4倍之间切换，作为第2电容器32的电容值可以采用设定为两种的构成。例如可以将第2电容器32，以通过开关并联连接的两个同电容值的电容器构成。此时，电容器的连接数目为了用开关切换，放大切换信号AMC控制该开关的接通·断开。
图3是表示AD转换器10的动作过程的时序图。以下，按照图中自上而下的循序进行说明。3个信号波形，表示时钟信号CLK、开关信号SW及放大切换信号AMC。时钟信号CLK，控制采样保持电路20、放大电路24、AD转换电路16及DA转换电路18的动作。开关信号SW，控制第1开关12及第2开关14的接通·断开。放大切换信号AMC，为了改变放大电路24的放大率，控制第2电容器32的电容值。
时钟信号CLK的频率，是开关信号SW频率的3倍。开关信号SW，其上升沿和时钟信号CLK的上升沿同步之后，接着的下降沿和时钟信号CLK接着的下降沿同步。放大切换信号AMC，其周期和开关信号SW的周期相同，脉冲波形也相同，只是相位滞后时钟信号CLK的半个周期长度。
第1开关12，在开关信号SW高电平时接通，在开关信号SW低电平时断开。第2开关14，在开关信号SW低电平时接通，在开关信号SW高电平时断开。采样保持电路20，将输入的模拟信号在时钟信号CLK低电平时放大，在时钟信号CLK高电平时进行自动调零动作。放大电路24，将输入的模拟信号在时钟信号CLK高电平时放大，在时钟信号CLK低电平时进行自动调零动作。AD转换电路16，在时钟信号CLK低电平时进行AD转换处理，在时钟信号CLK高电平时进行自动调零动作。DA转换电路18，在时钟信号CLK高电平时进行DA转换处理，在时钟信号CLK在低电平时为不定状态。放大控制电路26控制的放大电路24的放大率，在放大切换信号AMC在高电平时为2倍，在放大切换信号AMC在低电平时为4倍。
如以上那样，本实施方式的AD转换器10，在作为循环处理过程的初期阶段的第1阶段中，降低放大电路24的放大率，随着进入第2、3阶段，提高放大电路24的放大率。由此可以防止在第1阶段中转换精度的恶化。
(第2实施方式)本实施方式的AD转换器，具有和第1组第1实施方式中的AD转换器10几乎同样的构成。只是，在设置功率控制电路代替第1组第1实施方式的放大控制电路26这一点上不同。该功率控制电路，控制供给采样保持电路和放大电路的功率。
图4是表示第1组第2实施方式中的AD转换器的构成。在AD转换器10中，第1开关12、第2开关14、AD转换电路16、DA转换电路18、采样保持电路20、减法电路22及放大电路24，分别和图1所示的第1组第1实施方式的同名称、同符号的构成是几乎相同的构成。但是，供给采样保持电路20和放大电路24的功率，由功率控制电路34控制。具体地说，功率控制电路34，在第1阶段放大时流入的电流值设定得最高，随着进入第2、3阶段逐渐降低该电流值。为了这些控制，功率控制电路34，向采样保持电路20传送第1电流切换信号Vbp1和第2电流切换信号Vbn1，向放大电路24传送第3电流切换信号Vbp2和第4电流切换信号Vbn2。
图5是表示功率控制电路34和采样保持电路20的详细构成。采样保持电路20是差动放大电路，主要包括第1晶体管Tr10、第2晶体管Tr11、第3晶体管Tr12、第4晶体管Tr13及第5晶体管Tr14。第1晶体管Tr10和第2晶体管Tr11是P沟道MOS晶体管，第3晶体管Tr12、第4晶体管Tr13及第5晶体管Tr14是n沟道MOS晶体管。
第1晶体管Tr10和第3晶体管Tr12串联连接。第1晶体管Tr10，源极连接在电流源，漏极连接在第3晶体管Tr12的漏极。第3晶体管Tr12的源极，连接在第5晶体管Tr14的漏极。第2晶体管Tr11和第4晶体管Tr13也是串联连接。第2晶体管Tr11，源极连接在电流源，漏极连接在第4晶体管Tr13的漏极。第4晶体管Tr13的源极，连接在第5晶体管Tr14的漏极。第5晶体管Tr14的源极接地。
第1晶体管Tr10和第2晶体管Tr11，在各自栅的极输入第1电流切换信号Vbp1，各自的漏极作为采样保持电路20的输出端子Voutp、Voutm。第3晶体管Tr12及第4晶体管Tr13的各自的栅极作为采样保持电路20的输入端子Vinp、Vinm。在第5晶体管Tr14的栅极输入第2电流切换信号Vbn1。这里，在第1阶段中，减小第1电流切换信号Vbp1的值，增大第2电流切换信号Vbn1的值。由此增大流过输入端子Vinp和输出端子Voutp之间，及输入端子Vinm和输出端子Voutm之间的电流值。在第2、3阶段中，增大第1电流切换信号Vbp1的值，减小第2电流切换信号Vbn1的值。由此降低流过输入端子Vinp和输出端子Voutp之间，及输入端子Vinm和输出端子Voutm之间的电流值。
而且，放大电路24也包含和采样保持电路20同样的内部构成，输入放大电路24的第3电流切换信号Vbp2和第4电流切换信号Vbn2，分别和输入采样保持电路20的第1电流切换信号Vbp1和第2电流切换信号Vbn1同样作用。
图6是表示AD转换器10的动作过程的时序图。以下，按照图中自上而下顺序进行说明。6个信号波形，表示时钟信号CLK、开关信号SW、第1电流切换信号Vbp1、第2电流切换信号Vbn1、第3电流切换信号Vbp2及第4电流切换信号Vbn2。时钟信号CLK及开关信号SW的频率、周期、波形，所有和第1组第1实施方式的时钟信号CLK和开关信号SW都同样。
第1电流切换信号Vbp1、第2电流切换信号Vbn1、第3电流切换信号Vbp2及第4电流切换信号Vbn2的各个周期，和开关信号SW相同，具有时钟信号CLK的3个周期大小的长度。第1电流切换信号Vbp1，与时钟信号CLK的上升沿一起变为最低值，之后，在时钟信号CLK的下一个上升沿升至中间值，在时钟信号的再下一个上升沿达到最高值。另一方面，第2电流切换信号Vbn1的脉冲波形是第1电流切换信号Vbp1的脉冲波形反相后的形状，与时钟信号CLK上升沿一起达到最高值，之后，在时钟信号CLK的接着的上升沿降至中间值，在时钟信号再接着的上升沿变为最低值。第3电流切换信号Vbp2是和第1电流切换信号Vbp1相同的脉冲波形，与第1电流切换信号Vbp1相比，相位只滞后时钟信号CLK的半个周期长度。第4电流切换信号Vbn2是和第2电流切换信号Vbn1相同的脉冲波形，与第2电流切换信号Vbn1相比，相位只滞后时钟信号CLK的半个周期长度。
第1开关信号12、第2开关信号14、采样保持电路20、放大电路24、AD转换电路16及DA转换电路18，分别和图3所示的第1组第1实施方式的相同名称、相同符号的构成在同样的时刻动作。这里，在第1电流切换信号Vbp1的值最低期间，即在第2电流切换信号Vbn1的值最高期间，采样保持电路20的电流值为最高值a1。在第1电流切换信号Vbp1和第2电流切换信号Vbn1的值分别处于中间值期间，采样保持电路20的电流值为中间值a2。在第1电流切换信号Vbp1的值最高期间，即第2电流切换信号Vbn1的值最低期间，采样保持电路20的电流值为最低值a3。放大电路24也与此相同，在第3电流切换信号Vbp2的值最低期间，即在第4电流切换信号Vbn2的值最高期间，放大电路24的电流值为最高值b1。第3电流切换信号Vbp2及第4电流切换信号Vbn2的值分别处于中间值的期间，放大电路24的电流值也为中间值b2。在第3电流切换信号Vbp2的值最高期间，即在第4电流切换信号Vbn2的值最低期间，放大电路24的电流值为最低的值b3。
如以上那样，本实施方式的AD转换器10，在循环处理过程中作为初期阶段的第1阶段中，提高流入采样保持电路20及放大电路24的电流值，由此提高第1阶段中供给的功率。这样时间不变，确保所需的处理能力。第2阶段之后，按照循环的经过，逐渐降低流入采样保持电路20和放大电路24的电流值，可以达到节能化的目的。
(第3实施方式)
本实施方式的AD转换器，具有和第1组第1、2实施方式中的AD转换器几乎同样的构成。只是，在设置了时钟控制电路代替第1组第1实施方式中的放大控制电路26和第1组第2实施方式的功率控制电路34这一点上不同。该时钟控制电路，控制输入各个电路的时钟信号的脉冲宽度。
图7是表示第1组第3实施方式中的AD转换器的构成。在AD转换器10中，第1开关12、第2开关14、AD转换电路16、DA转换电路18、采样保持电路20、减法电路22和放大电路24，分别和图1所示的第1实施方式的同名称、同符号的构成是几乎同样的构成。只是，输入到AD转换电路16、DA转换电路18、采样保持电路20及放大电路24的时钟信号CLK的脉冲宽度由时钟控制电路36控制。该时钟信号CLK的脉冲宽度根据AD转换器10中的循环处理的经过进行控制。具体地说，时钟控制电路36，在第1阶段时钟信号CLK为高电平期间的脉冲宽度最宽，随着进入第2、3阶段逐渐缩短其脉冲宽度。
图8是表示AD转换器10动作过程的时序图。以下，按照图中自上而下顺序进行说明。2个信号波形，表示时钟信号CLK和开关信号SW。时钟信号CLK，其周期保持一定，改变其高电平期间和低电平期间。在第1阶段中高电平期间t1比低电平期间t1’长，在第2阶段中高电平期间t2和低电平期间t2’相同，在第3阶段中高电平期间t3比低电平期间t3’短。开关信号SW，其周期是时钟信号CLK的周期的3倍，从最初的上升沿到下降沿的期间是时钟信号CLK的1个周期长度。
第1开关信号12，在开关信号SW高电平时接通，在开关信号SW低电平时断开。第2开关信号14，在开关信号SW低电平时接通，在开关信号SW高电平时断开。采样保持电路20，将输入的模拟信号在时钟信号CLK为低电平时放大，在时钟信号CLK为高电平时进行自动调零动作。放大电路24，将输入的模拟信号，在时钟信号CLK为高电平时放大，在时钟信号CLK为低电平时进行自动调零动作。AD转换电路16，在时钟信号CLK为低电平时进行AD转换处理，在时钟信号CLK为高电平时进行自动调零动作。DA转换电路18，在时钟信号CLK为高电平时进行DA转换处理，在时钟信号CLK为低电平时为不定状态。
如以上那样，按照循环处理的经过控制时钟信号CLK的脉冲宽度，特别是，在作为初期阶段的第1阶段中，延长时钟信号CLK处于高电平期间的脉冲宽度。由此延长了AD转换电路16的AD转换处理期间，所以可以使高位的转换精度高于低位。第2阶段之后，AD转换的处理期间逐渐缩短，可以达到节能化的目的。
(第4实施方式)本实施方式的AD转换器，具有和第1组第1～3实施方式中的AD转换器几乎同样的构成。只是，在设置了电容器控制电路以代替第1实施方式中的放大控制电路26和第2实施方式的功率控制电路34和第3实施方式的时钟控制电路36这一点上不同。该电容器控制电路，控制包含在采样保持电路和放大电路中的电容值。
图9是表示第1组第4实施方式中的AD转换器的构成。在AD转换器10中，第1开关12、第2开关14、AD转换电路16、DA转换电路18及减法电路22，分别和图1所示的第1实施方式的同名称、同符号的构成分别几乎同样的构成。另一方面，包含在采样保持电路20和放大电路24中的电容值，由电容器控制电路38输出的第1电容器切换信号CC1、第2电容器切换信号CC2、第3电容器切换信号CC3及第4电容器切换信号CC4控制。电容器控制电路38，将采样保持电路20和放大电路24的电容值分别在第1阶段设得最大，随着进入第2、3阶段逐渐减小电容值。
图10是表示电容器控制电路38和采样保持电路20的详细构成。采样保持电路20，主要包含第1电容器40、第2电容器42、第1运算放大器44。第1电容器40位于第1运算放大器44的输入侧，第2电容器42位于第1运算放大器44的输入输出之间。为了将采样保持电路20的放大率达到2倍，第1电容器40采用通过开关并联连接的相等电容值的6个电容器构成。第2电容器42采用通过开关并联连接的相等电容值的3个电容器构成。假设这9个电容器的电容值分别设为1C，那么第1阶段中的电容器40的电容值为6C、第2电容器42的电容值为3C。采样保持电路20的放大率为6C/3C＝2倍，维持该放大率不变，降低电容值的时候，可以一边维持第1电容器40的电容值和第2电容器42的电容值之比，一边降低。例如，在第2阶段中，第1电容器40的电容值降为4C，第2电容器42的电容值降为2C，在第3阶段中第1电容器40的电容值降为2C，第2电容器42的电容值降为1C，这样根据第1电容器切换信号CC1和第2电容器切换信号CC2逐渐降低电容值。
图11表示电容器控制电路38和放大电路24的详细构成。放大电路24包含第3电容器46、第4电容器48及第2运算放大器50。第3电容器46位于第2运算放大器50的输入侧，第4电容器48位于第2运算放大器50的输入输出之间。为了将放大电路24的放大率达到4倍，第3电容器46采用通过开关并联连接的相等电容值的6个电容器构成，第4电容器48采用通过开关并联连接的相等电容值的3个电容器构成。如果将这9个电容器的电容值分别设为1C，那么在第1阶段中的第3电容器46的电容值为12C，第4电容器48的电容值为3C。放大电路24的放大率为12C/3C＝4倍，维持该放大率不变降低电容值的时候，可以一边维持第3电容器46的电容值和第4电容器48的电容值之比，一边降低。例如，在第2阶段第3电容器46的电容值降为8C，第4电容器48的电容值降为2C，在第3阶段中，第3电容器46的电容值降为4C、第4电容器48的电容值为降1C，这样根据第1电容器切换信号CC1和第2电容器切换信号CC2，逐渐降低电容值。
图12是表示AD转换器10的动作过程的时序图。以下，按照图中的自上而下顺序进行说明。6个信号波形图，表示时钟信号CLK、开关信号SW、第1电容器切换信号CC1、第2电容器切换信号CC2、第3电容器切换信号CC3及第4电容器切换信号CC4。时钟信号CLK和开关信号SW的频率、周期、波形，所有都和第1实施方式的时钟信号CLK和开关信号SW相同。第1～4电容器切换信号CC1～CC4的各个周期，和开关信号SW的周期相同，是时钟信号CLK的3个周期长度。第1电容器切换信号CC1，上升沿和时钟信号CLK的上升沿同步，高电平期间是时钟信号CLK的2个周期长度。第2电容器切换信号CC2，上升沿和第1电容器切换信号CC1的上升沿同步，高电平期间是时钟信号CLK的1个周期长度。第3电容器切换信号CC3，从第1电容器切换信号CC1的上升沿开始滞后时钟信号CLK的半个周期长度上升，高电平期间是时钟信号CLK的2个周期长度。第4电容器切换信号CC4，上升沿和第3电容器切换信号CC3的上升沿同步，高电平期间是时钟信号CLK的1个周期长度。
第1开关12、第2开关14、采样保持电路20、放大电路24、AD转换电路16及DA转换电路18，分别和图3所示的第1实施方式的相同名称、相同符号的构成在同样时刻动作。采样保持电路20的电容值，在第1电容器切换信号CC1和第2电容器切换信号CC2两者均为高电平期间为6C+3C＝9C，在第1电容器切换信号CC1为高电平、第2电容器切换信号CC2为低电平期间为4C+2C＝6C，在第1电容器切换信号CC1和第2电容器切换信号CC2两者均为低电平期间为2C+1C＝3C。放大电路24的电容值，在第3电容器切换信号CC3和第4电容器切换信号CC4两者均为高电平期间为12C+3C＝15C，在第3电容器切换信号CC3为高电平、第4电容器切换信号CC4为低电平期间为8C+2C＝10C，在第3电容器切换信号CC3和第4电容器切换信号CC4两者均为低电平期间为4C+1C＝5C。
如以上那样，本实施方式的AD转换电路10，随着循环处理的经过逐渐降低采样保持电路20和放大电路24的电容值。作为精度要求比较高的初级阶段的第1阶段中，采样保持电路20和放大电路24的电容值取大值，可以减小热噪声等的影响提高转换精度。在精度要求不如第1阶段那样高的第2、3阶段中，逐渐降低采样保持电路20和放大电路24的电容值，达到节能化的目的。
以上，说明了本发明的第1组实施方式。该实施方式只是示例，另外，在其各个构成要素和各个处理过程的组合中可以有各种变形例，这些变形例也都在本发明的范围内是本领域的普通技术人员可以理解的。以下例举第1组的变形例。
在第1组各个实施方式中，减法电路和放大其输出的放大电路是分别设置的，但是在变形例中也可以将这些作为减法放大电路一体地构成。
第1组的各个实施方式中记载的AD转换电路的转换位数和其分配、放大电路的放大率、时钟频率、转换速度、电流值、脉冲宽度、电容值等参数不过是一例，在变形例中也可以采用这些参数之外的其他数值。
在第2实施方式中，说明了通过改变电流值改变供给功率的构成。在变形例中，也可以通过改变电压值改变供给功率。
(第2组)(第1实施方式)在本实施方式中，将基准电压范围按照其循环处理的经过变化，该基准电压用于生成包含在循环型AD转换器中的AD转换电路的参考电压。具体地说，在第2周之后，将上述基准电压范围减半。由此可以抑制放大电路的放大率，实现AD转换器整体的高速化。
图14表示第2组第1实施方式中的AD转换器的构成。在AD转换器中，输入的模拟信号Vin，通过第1开关SW101，输入到第1放大电路1011和AD转换电路1012。AD转换电路1012，将输入的模拟信号转换为最高4位的数字值，输出到图中没有表示的编码器和DA转换电路1013。DA转换电路1013，将AD转换电路1012输出的最高4位的数字转换为模拟信号。
第1放大电路1011，是将输入的模拟信号采样保持的电路。在本实施方式中，不放大输入的模拟信号。减法电路1014，从第1放大电路1011中保持的模拟值中，减去DA转换电路1013输出的模拟值。第2放大电路1015，是将放大减法电路1014的输出放大并反馈到第1放大电路1011和AD转换电路1012的电路，其放大率为4倍。而且，也可以使用具有减法功能的放大电路即减法放大电路1016，代替减法电路1014和第2放大电路1015。如果这样可以简化电路。参考电压控制电路1017，在每1周次，按照将AD转换电路1012的基准电压范围降为1/2那样进行控制。定时控制电路1018，对第1开关SW101和第2开关SW102的接通·断开进行控制，另外，对参考电压控制电路1017供给每个单位周次的定时。
第2放大电路1015的输出，通过第2开关SW102反馈。AD转换电路1012，被反馈的模拟值转换为3位的数字值，输出到图中没有显示的编码器和DA转换器1013中。
第2放大电路1015的反馈的循环处理的次数是4次。在初期阶段的第1周中，第1开关SW101接通，第2开关SW102断开，AD转换电路1012生成AD转换器最终输出的13位数字值的从高位开始的第1～4位(D12～D9)的值。
在第2～4周中，第1开关SW101断开，第2开关SW102接通。AD转换电路1012生成最终13位数字值中从高位开始的第5～7位(D8～D6)的值，和第8～10位(D5～D3)的值，和第11～13位(D2～D0)的值。
图15是表示参考电压生成用的基准电压范围的每周次的变化示意图。参考电压控制电路1017，将AD转换电路1012的基准电压范围每1周次降到1/2。由此以该基准电压范围为基础等间隔的生成的参考电压每重复1周次变为1/2。
这样，将用于生成AD转换电路的参考电压的基准电压范围在每1周次降为1/2，由此可以将第2放大电路1015的放大率由以往所需的8倍变为4倍。因而，可以达到提高第2放大电路1015的速度的目的，进而可以提高AD转换器整体的速度。每重复1周次，AD转换电路1012所要求的精度就放宽一步，因此在每1周可以减少参考电压。
而且，参考电压控制电路1017，在每1周次将AD转换电路1012的基准电压范围降为1/4那样控制时，第2放大电路1015的放大率，变为2倍。
图16是表示AD转换电路的详细构成。图16的AD转换电路，整体并联比较，即快速方式。在图1016中，AD转换电路，由n+1个电阻R1～Rn+1、n个电压比较元件(D1～Dn)及编码器1121构成。
最高位的电阻Rn+1为可变电阻，根据参考电压控制电路1017的控制每1周次电阻值增大。在图14所示的例子中，基准电压范围每1周次降为1/2倍，因此该电阻值升为2倍。除最高位的电阻Rn+1之外的电阻R1～Rn，具有相同的电阻值，生成n个参考电压。这里，n对应着输出位数。这些电阻R1～Rn+1，串联连接在接受高电位侧基准电压VRT的高电位侧节点N31，和接受低电位侧基准电压VRB的低电位侧节点N32之间。这里，除高电位侧节点N31和低电位侧节点N32之间的最高位的电阻Rn+1之外的n个电阻R1～n所夹着的，另外最低位的电阻R1和低电位侧节点N32之间所夹着的各个节点N41～N4n的电位分别作为电位VR(1)～VR(n)。
在各个电压比较元件D1～Dn的非反相输入端子中，输入模拟信号Vin。另外，在各个电压比较元件D1～Dn的反相输入端子中，分别附与各个节点N41～N4n的电位VR(1)～VR(n)。
根据这样，各个电压比较元件D1～Dn的输出信号VD1～VDn，在各个模拟信号Vin比电位VR(1)～VR(n)高的时候为高电平。在各个模拟信号Vin比电位VR(1)～VR(n)低的时候为低电平。编码器1121，将电压比较元件D1～Dn的输出信号VD1～VDn编码，输出n位数字信号Dout。
在图14所示的例子中，例如将可变电阻R5∶电阻R4∶电阻R3∶电阻R2∶电阻R1的电阻比，由参考电压控制电路1017控制可变电阻R5，在第1次循环设定为4∶1∶1∶1∶1。而且，第2次循环设定为8∶1∶1∶1∶1，第3次循环设定为16∶1∶1∶1∶1，第4次循环设定为32∶1∶1∶1∶1。这里，第2次循环之后因为是3位转换，所以使用3个电阻R2～R4。另外，第2放大电路1015的放大率设为2倍的时候，参考电压控制电路1017控制可变电阻R5，在第1次循环设定为4∶1∶1∶1∶1，第2次循环设定为16∶1∶1∶1∶1，第3次循环设定为64∶1∶1∶1∶1，第4次循环设定为256∶1∶1∶1∶1。
这样，由高电位侧基准电压VRT和低电位侧基准电压VRB生成的基准电压范围每重复1周次就降低一次，可以降低参考电压。
图17是表示可变参考电压的AD转换电路的其他构成的图。该AD转换电路，是无冗余位的两位转换的例子。在高电位侧基准电压VRT和低电位侧基准电压VRB之间，串联连接着相同电阻值的8个电阻R11～R18。从高位开始第2个电阻R12和第3个电阻R13之间通过开关SW111与电压比较元件D11连接。第3个电阻R13和第4个电阻R14之间通过开关SW112与电压比较元件D11连接。电阻列的正中与电压比较元件D12连接。另外，第5个电阻R15和第6个电阻R16之间通过开关SW13与电压比较元件D13连接。第6个电阻R16和第7个电阻R17之间通过开关SW114与电压比较元件D13连接。另外输入模拟信号Vin，输入到各个电压比较元件D11～13。
在该电路中，开关SW111和开关SW114接通的时候，可以将高电位侧基准电压VRT和低电位侧基准电压VRB之间的基准电压范围进行4分割的参考电压，供给3个电压比较元件D11～D13。另外，在开关SW111和开关SW114断开，开关SW112和开关SW113接通时，可以将上述基准电压范围降低一半的基准电压再进行4分割的参考电压供给3个电压比较元件D11～D13。
各个电压比较元件D11～D13，将输入的模拟信号Vin与各个被输入的输入模拟信号Vin比较。某个电压比较元件Dn以上的输出为低电平，其以下的电压比较元件Dn-1的输出为高电平，输出这样的并行的葛莱码(Gray code)。该葛莱码转换为后面的二进制码。
而且，图17是各个电压比较元件D11～D13单个输入的例子，即使和差动输入的时候同样也可变参考电压。另外，并不是局限于两位转换，当然也可以应用在多位以上的转换。
接着，供给AD转换电路内电压比较元件的参考电压的变化，由使用电阻分压之外的方法进行的例子进行说明。参考电压，从差动输入到单输入，或者从单输入到差动输入这样改变输入方式，供给到上述电压比较元件。通过准备相同数目的电压比较元件，单输入方法和差动输入相比能够实现半个间隔的比较。
图18是表示单输入和差动输入的参考电压范围的示意图。图18a，是单输入的情况下，图18b是差动输入的情况下。单输入的情况下可以生成的参考电压范围，是(低电位侧基准电压VRB-高电位侧基准电压VRT)～(高电位侧基准电压VRT-低电位侧基准电压VRB)。差动输入时可以生成的参考电压范围，是1/2(低电位侧基准电压VRB-高电位侧基准电压VRT)～1/2(高电位侧基准电压VRT-低电位侧基准电压VRB)。这样，差动输入的时，因为输入的是高电位侧电压和低电位侧电压之间的差，所以与单输入时相比，参考电压范围变窄。图18b是固定参考电压VREF(-)，将参考电压范围降到单输入的一半。
接着，对第2组第1实施方式中的AD转换器整体动作进行说明。图19是表示第2组第1实施方式中的AD转换器整体动作过程的时序图。两个信号波形，表示时钟信号CLK1、开关信号CLKS。开关信号CLKS，对同步动作的第1开关SW101和第2开关SW102的进行接通·断开控制。第1开关SW101，在开关信号CLKS为高电平时接通，在开关信号CLKS为低电平时断开。第2开关SW102，在开关信号CLKS为低电平时接通，在开关信号CLKS为高电平时断开。
第1放大电路1011，在时钟信号CLK1为低电平时，将输入的模拟信号放大输出到减法电路1014，在时钟信号CLK1为高电平时，进行自动调零动作。减法放大电路1016，在时钟信号CLK1高电平时，将输入的模拟信号放大输出到第1放大电路1011和AD转换电路1012，在时钟信号CLK1低电平时进行自动调零动作。AD转换电路1012，在时钟信号CLK1低电平时进行转化动作输出数字值，在时钟信号CLK1高电平时进行自动调零动作。用于生成构成AD转换电路1012的多个电压比较元件的参考电压的基准电压范围的大小，在时钟信号CLK1从低电平向高电平上升的时候降为1/2。在第4周期降为1/8，在AD转换电路1012转换出13位后，恢复到初期值。
在本实施方式中，例如以高速化为目的，减小或放大第1放大电路1011和减法放大电路1016的放大率的乘积，根据周次即使模拟信号的范围不同的情况下，参考电压控制电路1017，通过控制AD转换电路1012的基准电压范围，也可以进行保证转换精度的AD转换。
(第2实施方式)在本实施方式中，与第2组第1实施方式的第1放大电路1011的放大率为1倍，第2放大电路1015的放大率为4倍相对，第1放电路的放大率为2倍，第2放大电路的放大率为2倍。由此可以比第2组第1实施方式进一步高速化。
图20是表示第2组第2实施方式中的AD转换器的构成。在AD转换器中，输入的模拟信号Vin，通过第1开关SW101，输入第1放大电路1011和AD转换电路1012。AD转换电路1012，将输入的模拟信号转换为最高4位的数字值，输出到DA转换电路1013和图中没有表示的编码器。DA转换电路1013，将由AD转换电路1012输出的最高4位数字值转换为模拟信号。
第1放大电路1011，将输入的模拟信号采样保持，放大到2倍输出到减法电路1014。减法电路1014，从第1放大电路1011输出的模拟值中，减去从DA转换电路1013输出的模拟值。这里，从DA转换电路1013输出的模拟值，按照第1放大电路1011的放大率，被放大到2倍。第2放大电路1015，是将减法电路1014的输出放大，反馈到第1放大电路1011和AD转换电路1012的电路，其放大率为2倍。另外，也可以使用具有减法功能的放大电路即减法放大电路1016来代替减法电路1014和第2放大电路1015。参考电压控制电路1017，每1周次，按照AD转换电路1012的基准电压范围降为1/2那样进行控制。定时控制电路1018，对第1开关SW101和第2开关SW102的进行接通·断开控制，另外，供给参考电压控制电路1017每个单位周次的定时。
第2放大电路1015的输出，通过第2开关SW102反馈。AD转换电路1012，将反馈的模拟值转换为3位的数字值，输出到图中没有示出的编码器和DA转换电路1013。
第2放大电路1015的反馈的循环处理次数是4次。作为初期阶段的第1周中，第1开关SW101接通，第2开关SW102断开。AD转换电路1012生成AD转换器最终输出的13位的数字值的值从高位开始的第1～4位(D12～D9)的值。
在第2～4周中，第1开关SW101断开，第2开关SW102接通。AD转换电路1012生成最终13位的数字值从高位开始的第5～7位(D8～D6)的值，和第8～10位(D5～D3)的值，和第11～13位(D2～D0)的值。参考电压生成用的基准电压范围的变化，和图15所示的同样。
这样，将AD转换电路1012的参考电压生成用的基准电压范围每1周次降低1/2，通过将第1放大电路1011的放大率设为2倍，第2放大电路1015的放大率，可以从第2组第1实施方式中所需的4倍变为2倍。因而可以达到提高第2放大电路1015速度的目的，实现AD转换器整体的速度提高。每重复1周次，AD转换电路1012所要求的精度就放宽一步，因此可以在每1周次减小参考电压。
接着，将DA转换电路的输出按照第1放大电路1011的放大率放大到2倍的方法进行说明。图21是表示AD转换电路和DA转换电路的电路图。AD转换电路1012，是整体并联比较，即为快速方式。AD转换电路1012，备有n个电阻R1～Rn，1个倍率设定用电阻Rn+1、1个范围控制用电阻Rn+2、n个电压比较元件D1～Dn。电压比较元件D1～Dn的输出，输入到DA转换电路1013和图中没有表示的编码器。
电阻R1～Rn、倍率设定用电阻Rn+1和范围控制用电阻Rn+2，串联连接在接受高电位侧基准电压VRT的高电位侧节点N31和接受低电位侧基准电压VRB的低电位侧节点N32之间。这里，除低电位侧节点N32和高电位侧节点N31之间的倍率设定用电阻Rn+1和范围控制用电阻Rn+2之外的n个电阻R1～Rn所夹着的，或者最低位的电阻R1和低电位侧节点N32之间所夹着的各个节点N41～N4n的电位分别作为参考电压VR(1)～VR(n)。这些阻抗R1～Rn，具有相同的电阻值，生成等间隔的参考电压VR(1)～VR(n)。
因为AD转换电路1012是单输入的，所以该基准电压范围，只是(高电位侧基准电压VRT-低电位侧基准电压VRB)。DA转换电路1013是差动输出，因此该基准电压范围，是|高电位侧基准电压VRT-低电位侧基准电压VRB|，和|低电位侧基准电压VRB-高电位侧基准电压VRT|合并的结果。因此，倍率设定用电阻Rn+1没有连接的状态或者短路的状态中，DA转换器1013的基准电压范围，是AD转换电路1012基准电压范围的2倍。而且，如果AD转换电路1012也是差动输入，AD转换电路1012和DA转换器1013的基准电压范围之比就为1∶1。
通过插入倍率设定用电阻Rn+1，可以设定2倍之外的放大率。例如，想设为4倍的时候，设定其后的电阻Rn～R1的合成电阻值相等就可以。另外，将倍率设定用电阻Rn+1作为可变电阻，可以设定任意的放大率。
范围控制用电阻Rn+2，是用于将高电位侧基准电压VRT降压的可变电阻。将节点N4n+2的电位表示为1/(X+1)VRT，首先为了将节点N4n+2的电位达到高电位侧基准电压VRT，将范围控制用电阻Rn+2的电阻值设定非常小接近0，或使高电位侧基准电压源和节点N4n+2之间短路。接着，为了将参考电压降为1/2大小，按照将X＝1那样设定范围控制用电阻Rn+2的电阻值。为了将参考电压降为1/4大小，按照将X＝3那样设定范围控制用电阻Rn+2的电阻值。
在各个电压比较元件D1～Dn的非反相输入端子中，输入模拟信号Vin。另外，在各个电压比较元件D1～Dn的反相输入端子中，附给各个节点N41～N4n的参考电压VR(1)～VR(n)。
由此，各个电压比较元件D1～Dn的输出信号VD1～VDn，在各个模拟信号Vin比参考电压VR(1)～VR(n)高的时候为高电平，在各个模拟信号Vin比参考电压VR(1)～VR(n)低的时候为低电平。
图中没有示出的编码器，将各个比较元件D1～Dn的输出信号VD1～VDn编码，输出对应电压比较元件D1～Dn个数的位数的数字信号Dout。
DA转换电路1013，是电容器阵列式DA转换电路。DA转换电路1013，是由连接成阵列状的各n个正侧的VRT开关E1～En，负侧VRT开关F1～Fn，正侧VRB开关G1～Gn，负侧VRB开关H1～Hn，n个正侧电容器B1～Bn，和n个负侧电容器C1～Cn构成。
正侧电容器B1～Bn、负侧电容器C1～Cn，都具有相同的电容值C。从正侧电容值B1～Bn的一方的端子(以下，称为输出端子)生成差动正侧输出电压VDA(+)。从负侧电容器C1～Cn的一方的端子(以下，称为输出端子)生成差动负侧输出电压VDA(-)。而且，正侧电容器B1～Bn、负侧电容器C1～Cn的另一方的端子称为输入端子。
正侧VRT开关E1～En的一方的端子接在高电位侧节点N4n+2，另一方的端子接在正侧电容器B1～Bn的输入端子。负侧VRT开关F1～Fn的一方的端子接在高电位侧节点N4n+2，另一方的端子接在负侧电容器C1～Cn的输入端子。正侧VRB开关G1～Gn的一方的端子接在低电位侧节点N32，另一方的端子接在正侧电容器B1～Bn的输入端子。负侧VRB开关H1～Hn的一方的端子接在低电位侧节点N32，另一方的端子接在负侧电容器C1～Cn的输入端子。
正侧VRT开关E1～En、负侧VRT开关F1～Fn、正侧VRB开关G1～Gn、负侧VRB开关H1～Hn，分别用同一号码的开关构成4串开关。例如，正侧VRT开关E1、负侧VRT开关F1、正侧VRB开关G1、负侧VRB开关H1是一串，正侧VRT开关En、负侧VRT开关Fn、正侧VRB开关Gn、负侧VRB开关Hn也是一串。而且正侧VRT开关E1～En、负侧VRT开关F1～Fn、正侧VRB开关G1～Gn、负侧VRB开关H1～Hn，分别按照各个电压比较元件D1～Dn的输出电平进行接通·断开动作。例如，电压比较元件Dn的输出为高电平时，正侧VRT开关En、负侧VRB开关Hn接通，正侧VRB开关Gn、负侧VRT开关Fn断开。相反，在电压比较元件Dn的输出为低电平时，正侧VRT开关En、负侧VRB开关Hn断开，正侧VRB开关Gn、负侧VRT开关Fn接通。
接着，对DA转换电路1013的动作进行说明。在初始条件中，各个正侧电容器B1～Bn的输入端子和输出端子的电位均为0V。正侧VRT开关E1～En、负侧VRT开关F1～Fn、正侧VRB开关G1～Gn、负侧VRB开关H1～Hn，所有都断开。因此，在初始条件中，所有的正侧电容器B1～Bn、负侧电容器C1～Cn所存储的电荷Q1＝0。
这里，n个电压比较元件D1～Dn中m个输出为高电平时，正侧VRT开关E1～En中的m个接通，(n-m)个断开，正侧VRB开关G1～Gn中(n-m)个接通，m个断开。按照该正侧VRT开关E1～En、正侧VRB开关G1～Gn的接通·断开动作，所有正侧电容器B1～Bn所存储的电荷Q2用式(A1)表示。
Q2＝m{VRT-(Rn+2的电压下降量)-VDA(+)}c+(n-m){VRB-VDA(+)}c …… (A1)根据电荷保存法则，Q1＝Q2。因此模拟VDA(+)，用下式(A2)表示。
VDA(+)＝VRB+m{VRT-(Rn+2的电压下降量)-VRB}/n……(A2)一方面，n个电压比较元件D1～Dn中m个输出为高电平时，负侧VRB开关H1～Hn中的m个接通，(n-m)个断开，负侧VRT开关F1～Fn中(n-m)个接通，m个断开。按照该负侧VRB开关H1～Hn、负侧VRT开关F1～Fn的接通·断开动作，所有负侧电容器C1～Cn所存储的电荷Q2用式(A3)表示。
Q3＝(m-n){VRT-(Rn+2的电压下降量)-VDA(-)}c+m{VRB-VDA(-)}c …… (A3)根据电荷保存法则Q1＝Q3。因此模拟VDA(-)，用下式(A4)表示。
VDA(-)＝VRT-(Rn+2的电压下降量)-m{VRT-(Rn+2的电压下降量)-VRT}/n……(A4)因此，由上式(A2)，(A4)模拟信号VDA可以用下式表示
VDA＝VDA(+)-VDA(-)＝VRB-VRT-(Rn+2的电压下降量)+2m{VRT-(Rn+2的电压下降量)-VRB}/n……(A5)这样，供给AD转换电路1012的基准范围{VRT-(Rn+2的电压下降量)-(Rn+1的电压下降量)-VRB}和供给DA转换电路1013的基准范围{VRT-(Rn+2的电压下降量)-VRB}通过以规定的比率设定，可以将DA转换电路1013的输出以规定的倍率放大。因而可以按照第1放大电路1011的放大率放大DA转换电路1013的输出。
在本实施方式中，也是和第2组第1实施方式同样，即使在每1周次模拟信号的范围不同的时候，参考电压控制电路1017，也可以通过控制AD转换电路1012的基准电压范围，能够保证AD转换的转换精度。
(第3实施方式)第2组第3实施方式是如下构成的循环型AD转换器，改变AD转换电路1012的参考电压，并且也改变第1放大电路1011的放大率。
图22a表示第2组第3实施方式中的AD转换器的第1周的构成。图22b表示第2组第3实施方式中的AD转换电路的第2周以后的构成。在AD转换器中，输入模拟信号Vin，通过第1开关SW101，输入到第1放大电路1011和AD转换电路1012。AD转换电路1012，将输入的模拟信号转换为最高4位的数字值，输出到图中没有表示的编码器和DA转换电路1013。DA转换电路1013，将从AD转换电路1012输出的最高4位数字值转换为模拟信号。
第1放大电路1011，是将输入的模拟信号采样保持的电路。在本实施方式中，第1周被输入的模拟信号不放大。放大控制电路1019，控制第1放大电路1011的放大率。减法电路1014，从第1放大电路1011保持的模拟值中，减去DA转换电路1013输出的模拟值。第2放大电路1015，是将减法电路1014的输出放大并反馈到第1放大电路1011和AD转换电路1012的电路，其放大率为4倍。参考电压控制电路1017，在第2周之后，按照将AD转换电路1012的基准电压范围降为1/2那样进行控制。定时控制电路1018，控制第1开关SW101和第2开关SW102的接通·断开，另外，供给参考电压控制电路1017和放大控制电路1019每个单位循环的定时。
第2放大电路1015的输出，通过第2开关SW102反馈。AD转换电路1012，将反馈的模拟值转换为3位的数字值，输出到图中没有表示的编码器和DA转换电路1013。
第2放大电路1015的反馈循环处理次数是3次。在初期阶段的第1周中，第1开关SW101接通，第2开关SW102断开。AD转换电路生成AD转换器最终输出的10位数字值从高位开始的第1～4位(D9～D6)的值。
AD转换电路1012内的图中没有表示的电压比较元件，为了进行4位转换，需要16(2的4次方)个。如果输入模拟信号作为1Vpp，那么AD转换电路1012，备有16个具有每1/16V的参考电压的上述电压比较元件。
在第2、3周中，第1开关SW101断开，第2开关SW102接通。AD转换电路1012生成最终10位数字值中从高位开始的第5～7位(D5～D3)的值，和第8～10位(D2～D0)的值。
根据上述的例子，具有每1/16V参考电压的上述电压比较元件的输出，通过DA转换电路1013转换为模拟值，由减法电路1014，从第1放大电路1011的输出信号中将其减去。减法电路1014的输出信号，通过第2放大电路1015放大到4倍。第2放大电路1015的输出信号，再次返回到第1放大电路1011和AD转换电路1012。该信号的最大振幅是1/16×4＝1/4Vpp。为了将该信号进行3位转换，需要具有1/4÷8(2的3次方)＝1/32V参考电压的电压比较元件。因此，参考电压控制电路1017，通过将第2周以后的基准电压范围降到第1周的基准电压范围的1/2，改变参考电压。
而且，在第2周之后输入到第1放大电路1011的输入电压，因为不是那么大，所以不会发生输出电压不足的问题。因此，放大控制电路1019，将第1放大电路1011的放大率变为2倍。第2周的信号，以1/32×2(第1放大电路1011的放大率)×4(第2放大电路1015的放大率)＝1/4Vpp，再次返回第1放大电路1011及AD转换电路1012。
图23是表示放大控制电路1019和第1放大电路1011的详细构成。第1放大电路1011，主要包含运算放大器1111、第1电容器1112及第2电容器1113。第1电容器1112，位于运算放大器1111的输入侧，其电容值固定。第2电容器1113，位于运算放大器1111的输入输出之间，其电容值可变。第2电容器1113的电容值，通过放大控制电路1019输出的放大切换信号AMC切换。如果将第1电容器1112的电容值作为C1，第2电容器1113的电容值作为C2，那么第1放大电路1011的放大率为C1/C2。在本实施方式中，作为第1放大电路1011的放大率为了在1倍和2倍之间切换，作为第2电容器1113的电容值采用可以设定为2种值的构成。例如，可以采用将第2电容器1113，通过开关并联连接的两个同电容值电容器的构成。此时，为了将电容器的连接数目用开关切换，放大切换信号AMC控制该开关的接通·断开。
接着，对第2组第3实施方式中的AD转换器的整体动作进行说明。图24是表示第2组第3实施方式中的AD转换器的动作过程的时序图。2个信号波形，表示时钟信号CLK1、开关信号CLKS。开关信号CLKS，对进行同步动作的第1开关SW101和第2开关SW102的接通·断开进行控制。第1开关SW101，在开关信号CLKS为高电平时接通，在开关信号CLKS为低电平时断开。第2开关信号SW102，在开关信号CLKS为低电平时接通，在开关信号CLKS为高电平时断开。
第1放大电路1011，在时钟信号CLK1为低电平时将输入的模拟信号放大，输出到减法电路1014，在时钟信号CLK1为高电平时，进行自动调零动作。减法放大电路1016，在时钟信号CLK1为高电平时，将输入的模拟信号放大，输出到第1放大电路1011和AD转换电路1012，在时钟信号CLK1为低电平时，进行自动调零动作。AD转换电路1012，在时钟信号CLK1为低电平时，进行转换动作输出数字值，在时钟信号CLK1为高电平时，进行自动调零动作。用于生成构成AD转换电路1012的多个电压比较元件的参考电压的基准电压范围大小，在时钟信号CLK1从低电平向高电平的上升沿时变为1/2，在第3周期变为1/4，AD转换电路1012转换出10位之后，返回初期值。放大控制电路1019，在开关信号CLKS为高电平时，将放大电路1011的放大率设为1倍，在开关信号CLKS为低电平时，将放大电路1011的放大率设为2倍。
根据本实施方式，只是在输入模拟信号Vin被输入的时候，通过减小放大电路1011的放大率，可以达到节能化的目的。第1放大电路1011，可以从放大后的输出完全收敛在其输出范围内的时刻起开始放大。因而，不会发生信号误差。而且，在第2周之后，通过提高第1放大电路1011的放大率，抑制减法放大电路1016的放大率，可以保证需要的放大率。因而，可以实现比图26所示的以往构成更高速化。因此，根据本实施方式，可以使低电压化和高速化共存。
(第4实施方式)第2组第4实施方式，在第2组第2实施方式的循环型AD转换器中，将输出高位4位(D9～D6)和最低位2位(D1～D0)的电路附加在前段。通过这样，可以共有第2AD转换电路1020，可以减少周次数，实现高速化。
图25是表示第2组第4实施方式中的AD转换器的构成。在AD转换器中，输入模拟信号Vin，通过第4开关SW104，输入到第2AD转换电路1020。第2AD转换电路1020，将输入的模拟信号转换为最高4位的数字值，输出到图中没有表示的编码器和第2DA转换电路1021。第2DA转换电路1021，将从第2AD转换电路1020输出的最高4位的数字值转换为模拟信号。
第2减法电路1022，从输入模拟信号中，减去从第2DA转换电路1021输出的模拟值。第3放大电路1023，将第2放大电路1022的输出放大，通过第1开关SW101，输入到第1放大电路1011和第1AD转换电路1012，其放大率为2倍。而且，也可以使用具有减法功能的放大电路即第2减法放大电路1024来代替第2减法电路1022和第3放大电路1023。另外，也可以在第2减法电路1022的前段插入采样保持电路。图25的例子，调整向第2减法放大电路1024的输入定时后进行减法运算。参考电压控制电路1017，在第2AD转换电路1020将高位4位(D9～D6)输出到图中没有表示的编码器之后的第2周，按照将第2AD转换电路1020的基准电压范围降为1/2那样进行控制。定时控制电路1018，进行第1开关SW101、第2开关SW102、第3开关SW13、第4开关SW14的接通·断开控制，另外，供给参考电压控制电路1017每个单位循环的定时。
第1AD转换电路1012，将输入的模拟信号转换为最高2位的数字值，输出到图中没有表示的编码器和第1DA转换电路1013。第1DA转换电路1013，将第1AD转换电路1012输出的最高2位的数字值转换为模拟信号。
第1放大电路1011，将输入的模拟信号采样保持，放大到2倍输出到第1减法电路1014。第1减法电路1014，从第1放大电路1011输出的模拟值中，减去从第1DA转换电路1013输出的模拟值。在这里，从第1DA转换电路1013输出的模拟值，按照第1放大电路1011的放大率，放大到2倍。该放大，可以使用图21所示的方法。第2放大电路1015，将第1减法电路1014的输出放大，通过第2开关SW102，反馈到第1放大电路1011和第1AD转换电路1012，或者通过第3开关SW103反馈到第2AD转换电路1020，其放大率为2倍。而且，也可以使用具有减法功能的放大电路即第1减法放大电路1016，以代替第1减法电路1014和第2放大电路1015。
作为初期阶段的第1周次中，第4开关SW104接通。第2AD转换电路1020生成AD转换器最终输出的10位数字值的从高位开始第1～4位(D9～D6)的值。
第2AD转换电路1020内没有表示的电压比较元件，为了进行4位转换，需要16(2的4次方)个。如果将输入模拟信号作为1Vpp，那么第2AD转换电路1020，备有16个具有每1/16V的参考电压的上述电压比较元件。
上述电压比较元件的输出，通过第2DA转换电路1021转换为模拟值，通过第2减法电路1022从输入模拟信号中减去。第2减法电路1022的输出信号，通过第3放大电路1023放大到2倍。第3放大电路1023的输出信号，输入到第1放大电路1011和第1AD转换电路1012。该信号的最大振幅，是1/16×2(第3放大电路1023的放大率)＝1/8Vpp。为了将该信号进行2位转换，在第1AD转换电路1012内，需要具有1/8÷4(2的2次方)＝1/32V的参考电压的电压比较元件。第1AD转换电路1012，将高位开始的第5～6位(D5～D4)输出到图中没有表示的编码器。
上述电压比较元件的输出，通过第1DA转换电路1013转换为模拟值，由第1减法电路1014，从输入模拟信号中将其减去。这里，从第1DA转换电路1013输出的模拟值，按照第1放大电路1011的放大率，放大到2倍。第1减法电路1014的输出信号，在第2放大电路1015放大到2倍。
在该阶段中，通过定时控制电路1018的控制，使第1开关SW101断开，第2开关SW102接通，第3开关SW103接通，第4开关SW104断开。第2放大电路1015的输出信号，再次返回到第1放大电路1011和第1AD转换电路1012。该信号，为1/32×2(第1放大电路1011的放大率)×(第2放大电路1015的放大率)＝1/8Vpp。第1AD转换电路1012，将从高位开始的第7～8位(D3～D2)输出到图中没有表示的编码器。
同时，第2放大电路1015的1/8Vpp的输出信号，通过第3开关SW103，输入到第2AD转换电路1020。第2AD转换电路1020，使用16个电压比较元件中的4个。为了将该信号进行2位转换，在第2AD转换电路内需要电压比较元件，该电压比较元件具有1/8÷4(2的2次方)＝1/32V的参考电压。因此，参考电压控制电路1017，将转换从高位开始的第9～10位(D1～D0)时的基准电压范围，设定在转换从高位开始的第1～4位(D9～D6)时的参考电压范围的1/2，由此改变参考电压。第2AD转换电路1020，将从高位开始的第9～10位(D1～D0)输出到图中没有表示的编码器。
在本实施方式中，通过改变参考电压，使信号的范围和参考电压的范围一致。作为该代替方法，在从第2放大电路1015向第2AD转换电路1020传输信号的时候，也可以通过将第2放大电路1015的放大率从2倍变为到4倍的方式，使信号范围和参考电压范围一致。与该情况相比，在本实施方式中因为第2放大电路1015的放大率是2倍，所以实现第2放大电路1015的高速化。
根据本实施方式，通过改变第2AD转换电路的参考电压，也可以用于在输入的模拟信号Vin和减法放大电路1016的输出信号这两个信号范围不同的情况。
通过上述第2组的所有的实施方式，从外部输入的模拟信号Vin的范围随时间改变时，与该信号一致，参考电压控制电路1017，可以控制AD转换电路1012的基准电压范围。由此可以提高转换精度。
另外，AD转换器的规范变更变得容易。例如在图23所示的AD转换器中，从4位→3位→3位的10位规范开始变到3位→2位→2位的7位规范时，通过改变AD转换电路1012的参考电压，在同一构成中可以很容易地改变规范。
以上，对本发明的第2组实施方式进行了说明。该实施方式只是示例，其各个构成要素和各个处理过程的组合可以有各种变形例。另外这些变形例也是在本发明的范围内，对本领域的普通技术人员而言是可以理解的。
第2组的各个实施方式中记载的AD转换电路的转换位数和其分配、放大电路的放大率、电容值等参数不过是一例，在变形例中，这些参数也可以采用其他的数值。
另外，如第2组第4实施方式中说明过的那样，改变本发明AD转换电路的参考电压的构成，即使在由多级组成的AD转换器中，如果包含循环型构成也可以适用。当然，也可以适用于包含多个循环型构成的AD转换器。另外，在共用AD转换电路的情况下，也可以将参考电压在每次使用时任意地改变。这时与减小电路面积有关。
权利要求
1.一种模数转换器，其特征在于，具有AD转换电路，其将输入模拟信号转换为规定位数的数字值；DA转换电路，其将上述AD转换电路的输出转换为模拟信号；减法电路，其从上述输入模拟信号中减去上述DA转换电路的输出；放大电路，其将上述减法电路的输出放大，反馈到上述AD转换电路的输入；和按照上述反馈的循环处理的经过改变上述AD转换电路、DA转换电路、减法电路、放大电路中至少任一个的规范的电路。
2.一种模数转换器，其特征在于，具有AD转换电路，其将输入模拟信号转换为规定位数的数字值；DA转换电路，其将上述AD转换电路的输出转换为模拟信号；减法电路，其从上述输入模拟信号中减去上述DA转换电路的输出；放大电路，其将上述减法电路的输出放大，反馈到上述AD转换电路的输入；和放大控制电路，其按照上述反馈的循环处理的经过，改变上述放大电路的放大率。
3.根据权利要求2所述的模数转换器，其特征在于，上述放大控制电路，在上述循环处理的初期阶段中，将上述放大率设定得低，以使随着上述循环处理的经过，升高上述放大率地进行变化的过程。
4.一种模数转换器，其特征在于，具有AD转换电路，其将输入模拟信号转换为规定位数的数字值；DA转换电路，其将上述AD转换电路的输出转换为模拟信号；减法电路，其从上述输入模拟信号中减去上述DA转换电路的输出；放大电路，其将上述减法电路的输出放大，反馈到上述AD转换电路的输入；和功率控制电路，其按照上述反馈的循环处理的经过，改变各个电路的供给功率。
5.根据权利要求4所述的模数转换器，其特征在于，上述功率控制电路，在上述循环处理的初期阶段中，将上述供给功率设定得高，以使随着上述循环处理的经过，降低上述供给功率地进行变化的过程。
6.一种模数转换器，其特征在于，具有AD转换电路，其将输入模拟信号转换为规定位数的数字值；DA转换电路，其将上述AD转换电路的输出转换为模拟信号；减法电路，其从上述输入模拟信号中减去上述DA转换电路的输出；放大电路，其将上述减法电路的输出放大，反馈到上述AD转换电路的输入；和时钟控制电路，其按照上述反馈的循环处理的经过，至少改变输入到上述AD转换电路的控制信号的脉冲宽度。
7.根据权利要求6所述的模数转换器，其特征在于，上述时钟控制电路，在上述循环处理的初期阶段中，将上述脉冲宽度设定得宽，以使随着上述循环处理的经过，缩短上述脉冲宽度地进行变化的过程。
8.一种模数转换器，其特征在于，具有采样保持电路，其保持输入模拟信号；AD转换电路，其将上述输入模拟信号转换为规定位数的数字值；DA转换电路，其将上述AD转换电路的输出转换为模拟信号；减法电路，其从上述输入模拟信号中减去上述DA转换电路的输出；放大电路，其将上述减法电路的输出放大，反馈到上述AD转换电路的输入；和电容器控制电路，其按照上述反馈的循环处理的经过，改变上述采样保持电路和上述放大电路中至少任意一个的电容值。
9.根据权利要求8所述的模数转换器，其特征在于，上述电容器控制电路，在上述循环处理的初期阶段中，将上述电容值设定得大，以使随着上述循环处理的经过，降低上述电容值地进行变化的过程。
10.一种模数转换器，其特征在于，具有AD转换电路，其将输入模拟信号转换为规定位数的数字值；DA转换电路，其将上述AD转换电路的输出转换为模拟信号；减法电路，其从上述输入模拟信号中减去上述DA转换电路的输出；放大电路，其将上述减法电路的输出以规定的放大率放大，反馈到上述AD转换电路的输入；和参考电压控制电路，其可变供给设置在上述AD转换电路内的多个电压比较元件的参考电压。
11.一种模数转换器，其特征在于，具有AD转换电路，其将输入模拟信号转换为规定位数的数字值；DA转换电路，其将上述AD转换电路的输出转换为模拟信号；第1放大电路，其在上述AD转换电路中并联设置，将上述输入模拟信号以规定的放大率放大；减法电路，其从上述第1放大电路的输出中，减去与上述第1放大电路放大的放大率实质同一放大率放大的上述DA转换电路的输出；第2放大电路，其将上述减法电路的输出以规定的放大率放大，反馈到上述AD转换电路和上述第1放大电路的输入；和参考电压控制电路，其可变供给设置在上述AD转换电路内的多个电压比较元件的参考电压。
12.根据权利要求11所述的模数转换器，其特征在于，还具有放大控制电路，其可以随时间改变上述第1放大电路的放大率。
13.一种模数转换器，是将模数转换处理分为多个阶段进行的转换器，其特征在于，具有AD转换电路，其在上述多个阶段中的至少任意一个阶段中，将输入模拟信号转换为规定位数的数字值；DA转换电路，其将上述AD转换电路的输出转换为模拟信号；减法电路，其从上述输入模拟信号中减去上述DA转换电路的输出；放大电路，其将上述减法电路的输出放大并反馈；和参考电压控制电路，其可变供给多个电压比较元件的参考电压，该多个电压比较元件设置在接受来自上述放大电路的反馈的任一个AD转换电路内。
14.根据权利要求10所述的模数转换器，其特征在于，还具有采样保持电路，其将上述输入模拟信号采样保持，调整输入上述减法电路的定时。
15.根据权利要求13所述的模数转换器，其特征在于，还具有采样保持电路，其将上述输入模拟信号采样保持，调整输入上述减法电路的定时。
16.根据权利要求10所述的模数转换器，其特征在于，还具有定时控制电路，其生成以上述AD转换电路的反馈作为1次循环的定时，供给到上述参考电压控制电路；上述参考电压控制电路，按照由上述定时控制电路供给的定时，将上述参考电压随时间改变。
17.根据权利要求11所述的模数转换器，其特征在于，还具有定时控制电路，其生成以上述AD转换电路的反馈作为1次循环的定时，供给到上述参考电压控制电路；上述参考电压控制电路，按照由上述定时控制电路供给的定时，随时间改变上述参考电压。
18.根据权利要求12所述的模数转换器，其特征在于，还具有定时控制电路，其生成以上述AD转换电路的反馈作为1次循环的定时，供给到上述参考电压控制电路；上述参考电压控制电路，按照由上述定时控制电路供给的定时，随时间改变上述参考电压。
19.根据权利要求13所述的模数转换器，其特征在于，还具有定时控制电路，其生成以上述AD转换电路的反馈作为1次循环的定时，供给到上述参考电压控制电路；上述参考电压控制电路，按照由上述定时控制电路供给的定时，随时间改变上述参考电压。
全文摘要
循环AD转换器往往要将转换处理速度和转换处理精度设计在高于需要之上。在AD转换器中，输入模拟信号Vin在采样保持电路中保持，并且由AD转换电路转换为数字值；DA转换电路将AD转换电路输出的数字值转换为模拟值；减法电路输出AD转换电路输出的模拟值和采样保持电路保持的模拟值之差；放大电路将减法电路的输出放大并反馈到采样保持电路和AD转换电路。在该反馈的循环处理过程中，按照循环的经过改变放大电路的放大率。
文档编号H03M1/06GK1601908SQ20041001197
公开日2005年3月30日 申请日期2004年9月27日 优先权日2003年9月25日
发明者小林重人, 谷邦之, 和田淳, 中森隆文 申请人:三洋电机株式会社