匹配网络电路、射频功率放大器和射频信号的调整方法与流程

本发明涉及射频领域，特别是，涉及匹配网络电路以及功率放大器和调整功率放大器的差分信号对称性的射频信号调整方法。

背景技术：

差模操作通常用于共模噪声抑制。它可以用在许多电路中，诸如功率放大器(poweramplifier，pa)、低噪声放大器(lownoiseamplifier，lna)、混频器等。

通常需要功率放大器在其输出端提供高摆幅(swing)和低输出阻抗，因而匹配网络或电路需要针对多个频段提供适当的阻抗变化以达到在差分模式中在其输出端有低输出阻抗。此外，差分信号之间的不匹配和不对称(例如，振幅差和/或相位差)会降低功率放大器的输出性能。

因此，有必要设计匹配网络电路以及相关的匹配网络和功率放大器来实现差模中的奇次谐波抑制、共模中的偶次谐波抑制以及对称改进，以保证功率放大器的输出性能。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明提供匹配网络电路、射频功率放大器和射频信号的调整方法，以解决上述问题。

根据至少一个实施方式，提供了一种匹配网络电路，应用于处理射频输入信号的射频功率放大器，该匹配网络电路包括：第一输入节点，用于接收该射频输入信号的第一信号分量；第二输入节点，用于接收该射频输入信号的第二信号分量；第一输出节点，其中该射频输入信号的该第一信号分量的第一信号路径形成于该第一输入节点和该第一输出节点之间；第二输出节点，其中该射频输入信号的该第二信号分量的第二信号路径形成于该第二输入节点和该第二输出节点之间；对称节点；具有差模谐振频率的第一差模陷波滤波器，耦接在该射频输入信号的该第一信号分量的该第一信号路径形和该对称节点之间；具有该差模谐振频率的第二差模陷波滤波器，耦接在该射频输入信号的该第二信号分量的该第二信号路径形和该对称节点之间；以及无源网络电路，包括无源组件且耦接到地和该对称节点；其中，具有共模谐振频率的共模陷波滤波器包括该第一差模陷波滤波器和该第二差模陷波滤波器中的其中一者和该无源网络电路。

根据至少一个实施方式，提供了一种射频功率放大器，包括：匹配网络，包括对应于至少一个对称节点的至少一个匹配网络电路，用于接收经由该射频功率放大器放大的射频信号；至少一个检测器，耦接到对应于该至少一个匹配网络电路的该至少一个对称节点，用于检测在该匹配网络的该对称节点处的检测信号，并根据该检测信号生成至少一个控制信号，其中当该射频功率放大器操作在差模下时，该检测信号是该射频信号的奇次谐波，或者当该射频功率放大器操作在共模下时，该检测信号是该射频信号的偶次谐波；以及至少一个调整电路，耦接到该功率检测器，用于根据该至少一个控制信号调整该射频信号。

根据至少一个实施方式，提供了一种射频信号的调整方法，用于调整射频功率放大器的射频信号的对称性，该包括：检测在匹配网络的对称节点处的检测信号的功率；根据该检测信号的功率生成至少一个控制信号，其中当该射频功率放大器操作在差模下时，该检测信号是射频信号的奇次谐波，或者当该射频功率放大器操作在共模下时，该检测信号是该射频信号的偶次谐波；以及根据该至少一个控制信号调整该射频信号。

本发明的匹配网络电路、射频功率放大器和射频信号的调整方法，能够实现差模中的奇次谐波抑制、共模中的偶次谐波抑制以及改进差分信号之间的不匹配和不对称，提高了功率放大器的输出性能。

在阅读各个附图中例示的优选实施例的如下详细描述之后，本发明的这些和其他目的对本领域技术人员来说无疑将变得显而易见。

附图说明

图1例示了匹配网络电路和在差模(奇次)和共模(偶次)下相应的等效电路的原理示意图。

图2根据本发明的实施方式例示了匹配网络电路以及在差模和共模下相应的等效电路的原理示意图。

图3和图4例示了根据本发明的实施方式的匹配网络电路的模拟频率响应。

图5是根据本发明的实施方式的匹配网络的示意图。

图6根据本发明的实施方式例示了在rf功率电路的匹配网络中具有不同的抑制目的的三个不同的单元部分。

图7是根据本发明的实施方式的方法的流程图。

具体实施方式

图1例示了匹配网络电路10和在差模(奇次)和共模(偶次)下相应的等效电路的原理示意图。匹配网络电路10用于射频(radio-frequency，rf)放大器，包括两个电容器c1、电感器l1、差分输入节点a和a’以及节点b。rf输入信号在共模下分为相同的两个信号或者在差模下分成彼此180度相位差的两个信号，这两个信号分别输入至差分输入节点a和a’。匹配网络电路10关于节点b结构对称。电容器c1耦接在节点b和差分输入节点a之间以及节点b和差分输入节点a’之间，电感器l1耦接在节点b和地之间。

在差模下，由于在节点b存在完美的电墙(perfectelectricwall)，节点b可作为虚拟短路或虚拟地，因而在节点b处中间加载的组件l1发生短路。在这种情况下，可以忽略电感器l1，因为其两端均短路，因此一半的匹配网络电路10相当于耦接到地(或零振幅)的电容器c1。电容器c1可以被分流至另一个电感器以形成lc谐振器或低通滤波器，并且根据用于阻抗匹配的差分rf输入信号的基频，可以确定lc谐振器的lc值。

在共模下，由于在节点b存在完美的磁壁(perfectmagneticwall)，节点b可以作为虚拟开路，从而在节点b处中间加载的组件l1成为开路。此外，由于虚拟开路，节点b处中间加载的组件l1的整体电长度(overallelectricallength)增加，其中电感器l1相当于两个平行的具有电感器l1的2倍电感值的电感器。在这种情况下，一半的匹配网络电路10相当于电容器c1与耦接到地的双倍电感器l1串联，并且作为具有共模谐振频率的lc谐振器或陷波滤波器，可以表示为公式(1.1)。

其中ωl，even代表以2πf表示的共模谐振角频率，f表示频率。注意，“谐振频率”在本发明中表示“谐振角频率”。

根据公式(1.1)，rf输入信号的具有共模谐振频率的偶次谐波可以被过滤掉或者在共模下被抑制。

图2根据本发明的实施方式例示了匹配网络电路20以及在差模和共模下相应的等效电路的原理示意图。匹配网络电路20用于rf放大器，包括两个电容器c1、电感器l2、两个电感器l3、差分输入节点a和a’以及节点c。其中，差分输入节点a和a’可以分别称为第一输入节点和第二输入节点，节点c可以称为对称节点，电感器l2也可以称为无源网络电路。rf输入信号在共模下分为相同的两个信号(即，第一信号分量和第二信号分量)或者在差模下分成彼此180度相位差的两个信号(即，第一信号分量和第二信号分量)，这两个信号分别输入至差分输入节点a和a’。匹配网络电路20关于节点c结构对称。电容器c1耦接在电感器l3和差分输入节点a之间以及电感器l3和差分输入节点a’之间，电感器l3分别耦接在节点c和电容器c1之间，电感器l2分别耦接在节点c和地之间。

在差模下，由于在节点c存在完美的电墙，节点c可作为虚拟短路或虚拟地，因而在节点c处中间加载的组件l2变为短路。在这种情况下，可以忽略电感器l2，因为其两端均短路，因此一半的匹配网络电路20相当于电容器c1与耦接到地的电感器l3串联。在这种情况下，一半的匹配网络电路20可以作为具有差模谐振频率的lc谐振器或陷波滤波器。如此，匹配网络电路20可以具有分别对应于一半匹配网络电路20的第一差模陷波滤波器和第二差模陷波滤波器。

在共模下，由于在节点c存在完美的磁壁，节点c可以作为虚拟开路，从而在节点c处中间加载的组件l2成为开路。此外，由于虚拟开路，节点c处中间加载的组件l2的整体电长度增加，其中电感器l2相当于两个平行的具有电感器l2的2倍电感值的电感器。在这种情况下，一半的匹配网络电路20相当于电容器c1与电感器l3和耦接到地的双倍电感器l2串联，并且作为具有共模谐振频率的lc谐振器或陷波滤波器。

一半的匹配网络电路20的共模谐振频率和差模谐振频率，可以分别表示为公式(2.1)和(2.2)。

其中，ωl，even表示共模谐振频率，ωh，odd表示差模谐振频率。

根据公式(2.1)和(2.2)，rf输入信号的具有共模谐振频率的偶次谐波可以在共模中被过滤掉或被抑制，rf输入信号的具有差模谐振频率的奇次谐波可以在差模中被过滤掉或被抑制。因此，匹配网络电路20可以在差模和共模中分别实现奇次谐波抑制和偶次谐波抑制。

注意到，共模谐振频率低于差模谐振频率。详细地，根据公式(2.1)和(2.2)，在电容器c1的相同电容值的情况下，谐振频率与有效电感值成反比例。用于偶次谐波抑制的有效电感值(2l2+l3)高于用于奇次谐波抑制的有效电感值l3，使得共模谐振频率低于差模谐振频率。

此外，电感器l2和l3的电感值的比值为k，其中比值k是根据实际需求可调整的实数。根据公式(2.1)和(2.2)，k可以重写为公式(2.3)。

根据公式(2.3)，一旦确定了用于奇次谐波抑制和偶次谐波抑制的目标谐波频率，就可以确定比值k，可以基于电容器c1的电容值(可以基于用于基频的阻抗匹配得出)来设计电感器l2和l3的电感值。

假定电容器c1的电容值和共模谐振频率在匹配网络电路10和20中是相同的，那么根据公式(1.1)和公式(2.1)可以推导出以公式(2.4)表示的如下条件。

2l1＝2l2+l3(2.4)

电感器l2和l3的电感值可以分别在公式(2.5)和(2.6)中通过比值k和电感器l1的电感值来描述。

根据公式(2.4)、(2.5)和(2.6)，对于一半的匹配网络电路20，共模谐振频率总共所需的电感值可以表示为

在匹配网络电路10中，针对共模仅创建了一个陷波滤波器，该陷波滤波器是通过电容器c1和电感器l1实现的。相比之下，在匹配网络电路20中，针对共模和差模分别创建了两个陷波滤波器，这两个陷波滤波器是通过电容器c1和电感器l2和电感器l3实现的。具体地，用于共模的陷波滤波器是由电容器c1和电感器l2和电感器l3实现的，用于差模的另一个陷波滤波器是由电容器c1和电感器l3实现的。

从另一个角度来看，由于匹配网络电路的对称节点在差模中作为虚拟短路并且在共模下作为虚拟开路，中间加载的组件(例如，无源组件)的电特性在差模和共模之间改变。随着这一变化，由电容器c1和电感器l3构成的分流lc谐振器作为具有差模谐振频率的差模滤波器，以及中间加载的组件(即，在差模陷波滤波器中耦接在地和虚拟节点c之间的电感器l2)和差模滤波器构成具有共模谐振频率的共模滤波器。因此，匹配网络电路可以在差模和共模中分别实现奇次谐波抑制和偶次谐波抑制。

匹配网络电路中包含的组件的电感值和电容值可以根据公式(2.1)至(2.6)以及进一步针对各种应用和目标频率所要考虑的任何匹配条件和抑制条件，来正确选择，本发明中并不对此进行限制。

例如，图3和图4例示了根据本发明的实施方式的匹配网络电路20的模拟频率响应。图3和图4例示了共模下的插入损耗(用具有圆圈的粗线表示的s21_even)、差模下的插入损耗(用具有圆圈的细线表示的s21_odd)、共模下的回波损耗(用粗线表示的s11_even)和差模下的回波损耗(用细线表示的s11_odd)。

在图3中，假定基频大约是1ghz，基频的偶次谐波(即，共模谐振频率)大约是2ghz，基频的奇次谐波(即，差模谐振频率)大约是3ghz。

在共模下，在基频(1ghz)时回波损耗较低，插入损耗在偶次谐波(2ghz)处具有一个凹口，这意味着基频的rf信号匹配良好并且rf信号的偶次谐波被抑制了。在差模下，在基频(1ghz)时回波损耗较低，插入损耗在奇次谐波(3ghz)处具有一个凹口，这意味着在差模下基频的rf信号匹配良好并且rf信号的奇次谐波被抑制了。

因此，在差模和共模中，匹配网络电路可以实现偶次谐波抑制、奇次谐波抑制以及基频的阻抗匹配。

在图4中，假定基频大约是1ghz，基频的偶次谐波(即，共模谐振频率)大约是3ghz，基频的奇次谐波(即，差模谐振频率)大约是5ghz。

在共模下，在基频(1ghz)时回波损耗较低，插入损耗在偶次谐波(3ghz)处具有一个凹口，这意味着基频的rf信号与匹配网络电路相匹配并且rf信号的偶次谐波在共模中被抑制了。在差模下，在基频(1ghz)时回波损耗较低，插入损耗在奇次谐波(5ghz)处具有一个凹口，这意味着在差模下基频的rf信号匹配良好并且rf信号的奇次谐波被抑制了。

因此，在差模和共模中，匹配网络电路可以实现偶次谐波抑制、奇次谐波抑制以及基频的阻抗匹配。

简而言之，本发明的匹配网络电路包括具有差模谐振频率的差模滤波器和在差模滤波器中耦接到虚拟短路节点的无源组件，其中该差模滤波器和无源组件构成具有共模谐振频率的共模滤波器。因此，匹配网络电路可以在差模和共模分别实现奇次谐波抑制和偶次谐波抑制。本领域技术人员可以做出相应的修改和调整，本发明并不限于此。

图5是根据本发明的实施方式的匹配网络50的示意图。匹配网络50包括电容器c1o、c2o、c3o、c1e和c3e、电感器l1o、l2o、l3o、l2e、l3e、l1f和l2f、差分输入节点a和a’(也可称为第一输入节点和第二输入节点)、差分输出节点g和g’(也可称为第一输出节点和第二输出节点)、差分中间节点h和h’、对称节点d、e和f。匹配网络50在结构上关于节点d、e和f对称，节点d、e和f在差模中作为虚拟短路，并且在共模中作为虚拟开路。匹配网络50是从lc低通匹配网络演变而来，其中电感器l1f和l2f用于rf信号的阻抗匹配。

电容器clo和c1e以及电感器l1o构成在差分信号的信号路径(或差分输入节点a和a’)之间的分流的第一级匹配网络电路。电容器clo和电感器l1o作为具有差模谐振频率f1o的差模滤波器，与图2中类似的，即，分别对应于一半第一级匹配网络电路的第一差模陷波滤波器和第二差模陷波滤波器；电容器c1e耦接到节点d，电容器clo和c1e以及电感器l1o作为具有共模谐振频率f1e的共模滤波器。

请注意，共模谐振频率f1e高于差模谐振频率f1o。细节地，根据公式(2.1)和(2.2)，在电感器l1o的相同电感值的情况下，谐振频率与有效电容值成反比。共模滤波器中有效电容值由串联的电容器clo和c1e构成，差模滤波器中有效电容值由电容器clo构成，共模下的整体电容值小于差模下的整体电容值，使得共模谐振频率f1e高于差模谐振频率f1o。

电容器c2o以及电感l2o和l2e构成在差分信号的信号路径(或者差分中间节点h和h’)之间的分流第二级匹配网络电路。电容器c2o和电感器l2o作为具有差模谐振频率f2o的差模滤波器，电感器l2e耦接到节点e，电容器c2o和电感器l2o和l2e作为具有共模谐振频率f2e的共模滤波器。第二级匹配网络电路具有与匹配网络电路20相同的结构，并且由于电感器l2e，共模谐振频率f2e低于差模谐振频率f2o。

电容器c3o和c3e以及电感器l3o和l3e构成在差分信号的信号路径(或者差分输出节点g和g’)之间的分流第三级匹配网络电路。电容器c3o和电感器l3o作为具有差模谐振频率f3o的差模滤波器，由电感器l3e和电容器c3e形成的lc谐振器耦接到节点f，电容器c3o和c3e以及电感器l3o和l3e作为具有共模谐振频率f3e的共模滤波器。

请注意，共模谐振频率f3e可以高于或低于差模谐振频率f3o。细节地，根据公式(2.1)和(2.2)，谐振频率与有效电容值和有效电感值的乘积(或者有效lc值)成反比。由电感器l3e和电容器c3e形成的lc谐振器可以基于其电感值和电容值增加或减少有效lc值，使得共模谐振频率f3e可以高于或低于差模谐振频率f3o。

由电感器l3e和电容器c3e形成的lc谐振器可以进一步用于共模阻抗调谐。具体来说，第三级匹配网络电路在差分输出节点g和g’之间分流，以影响匹配网络50的输出阻抗。在匹配网络50中，耦接到虚拟短路/开路节点的所有组件可以调整共模输出阻抗而不影响差模输出阻抗。由于电感器l3e和电容器c3e只在共模下有效，匹配网络50的共模输出阻抗受电感器l3e和电容器c3e影响。因此，选择电感器l3e和电容器c3e的lc值时应该考虑到共模输出阻抗。此外，第一级匹配网络电路中的电容器c1e和第二级匹配网络电路中的电感器l2e的值也会对共模输出阻抗有所影响。

在一个实施方式中，第一级匹配网络电路、第二级匹配网络电路和第三级匹配网络电路的顺序或位置可以根据实际要求进行调整，本发明对此不进行限定。或者，匹配网络电路的无源组件(即无源网络电路，例如图5中的电容器c1e、电感器l2e、电感器l3e和电容器c3e)可以由任何类型的无源组件代替，本发明对此不进行限定。

图6根据本发明的实施方式例示了在rf功率电路6的匹配网络中具有不同的抑制目的的三个不同的单元部分。rf功率电路6的操作可分为几个级，如输入级、功率放大器驱动器级、功率放大器核心级、匹配级和输出级。在输入级，rf信号输入到输入节点，由输入分配器分成一对差分信号。相位调谐器提供同相(in-phase)信号路径和180度相位差(out-of-phase)路径之间的任何相位差调整。例如，如果在相位调谐器之前理想的相位延迟是同相路径上为0°以及180度相位差路径上为180°，则相位延迟将成为0°+δθin-phase和180°+δθout-phase，其中δθin-phase和δθout-phase可以是来自相位调谐器的任何附加的相位延迟。在功率放大器驱动器级，两个功率放大器(poweramplifier,pa)607和608分别放大具有相同或不同偏置增益(可称为第一偏置增益和第二偏置增益)的差分信号。在功率放大器核心级，两个功率放大器605和606分别放大具有相同或不同核心增益(可称为第一核心增益和第二核心增益)的差分信号。在匹配级，匹配网络60提供功率放大器核心级与输出级之间的阻抗匹配，其中rf信号的奇次谐波和偶次谐波信号可以被匹配网络60抑制。在输出级，差分信号通过输出变压器转换为单端信号。请注意，在图6中仅对本说明中进行详细描述其功能或工作原理的组件进行了标号和说明，对于已知的组件不再进行标号和详述，例如其中包括的相位调谐器、变压器、电容器、电流源等。

在图6中，rf功率电路6包括匹配网络60、功率检测器600、调整电路601至604、功率放大器605至608。结构上，功率检测器600耦接到匹配网络60的对称节点(即，节点i)、调整电路601至604和功率放大器605至608。调整电路601和602耦接到相位调谐器与功率放大器607和608之间的用于差分信号的信号路径。调整电路603和604耦接到功率放大器驱动级相位调谐器与功率放大器605和606之间的用于差分信号的信号路径。

在操作中，功率检测器600检测对称节点i处的信号，然后根据检测到的信号生成至少一个控制信号。功率检测器600进一步输出至少一个控制信号至匹配级之前的级中的调整电路601至604和功率放大器605至608中的至少一者，以调整差分信号的电气特性(包括相位、振幅、电压、电流和功率中的至少一者)，从而提高差分信号的对称性。每个调整电路601至604均包括移相器和衰减器，其中根据控制信号，移相器延迟差分信号中的至少一个，以调整差分信号的相位差，衰减器衰减差分信号中的至少一个，以调整差分信号的振幅差异。由功率放大器605至608提供的功率增益可以根据控制信号独立控制。

如图6中所示的，rf功率电路6提供了匹配网络60、功率检测器600和调整电路601至604之间的闭环结构。利用闭环结构，通过根据在后面匹配级检测到的信号调整在之前级中差分信号的电气特征，可以消除差分信号之间的相位差和振幅差。在实践中，这样的调整可以反复执行，直到满足差分信号的对称性，因此差分信号可以良好地匹配。请注意，在对称节点检测信号比在差分信号的信号路径上检测信号具有较小的损耗。

在一个实施方式，功率检测器600具有频率选择性以针对特定的谐波频率调整差分信号的对称性。例如，功率检测器600检测在差模中具有差模谐振频率(即，奇次谐波频率)的信号，或者在共模中具有共模谐振频率(即，偶次谐波频率)的信号。

进一步的，当执行检测时，期望偶次谐波功率尽可能大，而奇次谐波功率尽可能小。具体来说，对称节点i在共模中作为虚拟开路，共模陷波滤波器使偶次谐波产生谐振，因此在对称节点i观察到的偶次谐波的信号摆幅(功率或振幅)应当较大。另一方面，对称节点i在差模中作为虚拟短路，因此在对称节点i观察到的奇次谐波的信号摆幅(功率或振幅)应当较小。在对称节点处观察到的奇次谐波的信号摆幅较小是因为虚拟短路提供非常低的阻抗。

在一个实施方式中，附加的功率检测器可以放置在匹配网络60的其他对称节点处，以检测差分信号的电气特性，并调整在前面级中信号路径之间的振幅差和相位差中的至少一者，以得到更好的输出性能。另选地，在图6中，功率检测器可以是其他类似的检测器，例如也可以是电压检测器或电流检测器，用于检测在对称节点处所检测到的信号的电压或者电流。

用于调整差分信号的对称性的rf功率电路6的操作可以概括为如图7所示的方法流程70，图7是根据本发明的实施方式的方法的流程图。流程70包括以下步骤。

步骤700：开始。

步骤701：检测在匹配网络的对称节点处奇次谐波的差分信号的功率或者偶次谐波的共模信号的功率。

步骤702：根据检测到的信号的功率生成至少一个控制信号。

步骤703：根据至少一个控制信号，调整匹配网络前面的级中差分信号之间的相位差和振幅差。

步骤704：结束。

在流程70中，步骤701和702由功率检测器执行，步骤703由调整电路和功率放大器中的至少一个执行。注意，在步骤703中，差分信号之间的相位差和振幅差在匹配级之前的级(例如，输入级、驱动级和核心级)中调整，其中匹配级提供阻抗调谐和匹配。通过流程70，差分信号的对称性可以提高，rf功率电路的输出性能更佳。

综上所述，本发明的匹配网络电路包括具有差模谐振频率的差模滤波器和耦接到差模滤波器中虚拟短路节点无源组件，因此由差模滤波和无源组件构成了具有共模谐振频率的共模滤波器。因此，匹配网络电路可以在差模和共模分别实现奇次谐波抑制和偶次谐波抑制。此外，本发明提供了一种用于调整差分信号的对称性的方法，该方法能够在匹配网络电路的对称节点检测差模信号或共模信号的功率，以在匹配级之前的级(例如，输入级、驱动级和核心级)中调整差分信号之间的相位差和振幅差，其中匹配级提供阻抗调谐和匹配。因此，差分信号的对称性可以改善，rf功率电路的输出性能更佳。

尽管根据优选实施方式描述了本发明，应当理解本发明并不仅限于所揭露的实施方式。相反，本发明旨在涵盖包含在权利要求的精神和范围内的各种修改和类似结构，权利要求的精神和范围符合最广泛的解释从而包括所有这些修改和类似结构。