究。在设作为基准的量为D并以对D进行 η分割的方式施加延迟时，对D与1个周期Tx不一致的情况下的效果进行说明，其中，所述 周期Tx是被测定信号Fx和基准信号Fe中的频率较高的一方（周期较短的一方）的信号 的周期。
[0144] 在D偏离Tx的情况下，η个并联的FDSM(I)~FDSM(η)的输出数据OUTl~OUTn 之间的杂散音的相位关系的分布发生偏移，得不到最大的分散效果。但是，除了全部变为同 相的特殊事例以外，杂散音会相应地分散，因此，不会完全没有杂散音的抑制效果，可得到 一定的效果。例如，图24示出设被测定信号Fx的1. 5个周期为D并将其4等分的例子。在 该情况下，杂散音分散装置IA成为图8所示的结构。延迟电路DLxl~DLx3的延迟时间由 下式给出：
[0145] Tx X 3/2 X 1/4 = 3Tx/8。
[0146] 如图24所示，在被测定信号Fx的第1周期中，输出被测定信号Fxl~Fx4逐一延 迟3/8 X Tx而上升，输出被测定信号Fx4的上升发生在进入被测定信号Fx的第2个周期且 延迟l/8XTx的时刻。关于超过该1个周期的上升沿，需要减去1个周期来考虑。即，即使 将被测定信号Fx的1. 5个周期均等地4次分割，实际上为0、1/8、3/8、6/8而不均等，虽然 得不到最大的分散效果，但也得到一定的效果。
[0147] 此外，图25示出对被测定信号Fx的2个周期进行2等分的例子。在该情况下，在 被测定信号Fx的第2周期以后，输出被测定信号Fxl和输出被测定信号Fx2的上升沿同时 产生。即，FDSM(I)与FDSM(2)之间没有相位偏差，与图6的例子同样地，杂散音的相位关 系不分散，没有杂散音的抑制效果。
[0148] 这样，在以对D进行η次分割的方式施加延迟时，在D偏离Tx时，杂散音的分散效 果逐渐减小，在延迟量与Tx -致时，杂散音的分散效果消失。但是，D从Tx -定程度地偏 离。即使延迟量为Τχ/η+ Δ，相比延迟量与Tx -致的情况，能够使输出数据OUTl~OUTn中 叠加的杂散音的相位分散，能够抑制频率Α-Σ调制信号Y的量化噪声。因此，延迟量不需 要必须与Τχ/η -致。
[0149] < 3-2 :关于在杂散音的相位的分散中不产生偏差的一般的条件>
[0150] 接下来，对在杂散音的相位的分散中不产生偏差的一般的条件进行研究。在想要 以将作为基准的量D进行η等分的方式施加延迟时，针对在杂散音的相位关系的分散中产 生偏差的情况下，对D与η的一般的关系进行说明。
[0151] 通过下式定义设A、B为实数且B为基底的MODq)这样的运算符。
[0152] A MOD(p (k为满足A彡kB的整数中的最大整数）
[0153] 在该情况下，被测定信号Fx相对于η个并联的第i个输出被测定信号Fxi的相对 相位差扣由以下所示的式1给出。
[0155] 其中，T为被测定信号Fx或基准信号Fc的1个周期，且φ!=〇。
[0156] 在设向第i+1个FDSM(i+l)提供的输出被测定信号Fxi+1的上升沿与向第i个 FDSM(i)提供的输出被测定信号Fxi的上升沿之间的时间差为D/n时，D/n为延迟电路的延 迟时间。例如，在相位调整部10为图7的（B)所示的结构的情况下，D/n为延迟电路DLxl~ DLxn-I的各延迟时间。
[0157] 另一方面，相位差Φ?为被测定信号Fx相对于输出被测定信号Fxi的相对相位差。 因此，在D/n为aT+X (a为0以上的任意整数，X为0 < X < Τ)的情况下，"φ?+ι-φΓ为"X"。 例如，在设被测定信号Fx的1个周期T为20 μ S、D/n为22 μ S时，如图26所示，输出被测 定信号Fxl与被测定信号Fx -致（无延迟，(|>尸〇 )，使被测定信号Fx延迟22 μ S后的被测 定信号为输出被测定信号Fx2，使输出被测定信号Fxl进一步延迟22yS后的被测定信号为 输出被测定信号Fx3。
[0158] 此处，输出被测定信号Fx2是使被测定信号Fx延迟22 μ S而得到的，相位差 为 2 μ S。因此，（p2+D/n 为 24 μ S，（tp2+P/n) MOD(p T 为：24fiS MODqi 20μ8=4μ8=?.1Ι 位差φ3。
[0159] 另一方面，在设Y1为非负整数、b、M为自然数、（mod Μ)为给出除以M的余数的运 算符时，根据作为伪随机数产生算法而被公知的线性拟合法的性质可知，在b和M具有2以 上的公约数的情况下，在由以下所示的式2给出的数列 yi的周期短于M。
[0160] yi+i= (y i+b)mod M......(式 2)
[0161] 例如，如果设b = 9、M = 6,则b和M的公约数为3,具有2以上的公约数。在该情 况下，数列乃为"〇、3、0、3、0、3、~"，其周期为2(<1 = 6)。
[0162] 此处，在y。为非负实数的情况下，yi也为非负实数，但可以说，只是初始值不同，周 期没有变化。因此，即使扩展到^为非负实数的情况，周期短于M的情况也与b和M具有2 以上的公约数时相同。
[0163] 此外，即使替代数列φΓ而考虑将其设为n/T倍的数列ηφ,/T的性质，数列的周期也 得以保存。此外，可以将式1中包含的MODq> T的基底T的部分置换为自然数，将MOEkp 置换为mod。即，将式1的两边设为η/Τ倍，由此，式1可以变形以下示出的式3。
[0164] ηφ?+ι/Τ= (ηφ?/T+D/T) mod η.......(式 3)
[0165] 由式3给出的数列nq>i/T与由式1给出的数列fi的周期没有变化。
[0166] 根据线性拟合法的性质，在由式3给出的nqv'T的数列中，D/T为整数，在D/T和 η具有2以上的公约数的情况下，数列Wp1ZT的周期（与数列职的周期相同）短于n。n为 FDSM的并联数，因此，在数列明的周期短于η时，在向η个并联的FDSM⑴~FDSM(η)提供 的输出被测定信号Fxl~Fxn中，存在与被测定信号Fx的相位差相同的输出被测定信号。 在该情况下，在杂散音的相位关系的分散中产生偏差。
[0167] 因此，即使在D/T为整数的情况下，也期望以D/T和η互质的方式选择D和η。此 外，通常，即使在mD/nT为整数的情况下，也期望以mD/nT和m(m为η以下的任意自然数）互 质的方式选择D和η。这是因为，在mD/nT为整数而mD/nT和m不互质的情况下，在设mD/ nT和m的最大公约数为g时，在杂散音的相位关系的分散中，产生每m/g次则循环一次的周 期。
[0168] 在以上的说明中，使被测定信号Fx依次延迟D/n而生成输出被测定信号Fxl~ Fxn，将基准信号Fc作为输出基准信号Fcl~Fcn输出，但即使使基准信号Fc依次延迟D/ η而生成输出基准信号Fcl~Fcn，将被测定信号Fx作为输出被测定信号Fxl~Fxn输出， 也是相同的。即，相位调整部10向η个FDSM(I)~FDSM(n)提供被测定信号Fx和基准信 号Fc中的一方的信号，使用多个延迟电路来延迟被测定信号Fx和基准信号Fc中另一方的 信号，并将它们提供给η个FDSM(I)~FDSM (η)。
[0169] 此外，也可以对被测定信号Fx以及基准信号Fc施加延迟，生成输出被测定信号 Fxl~Fxn和输出基准信号Fcl~Fen。即，在设输出被测定信号Fxi与输出基准信号Fci 的相位差为PJt，相位调整部10只要以使得D/n = P W-P1的方式，相对地调整被测定信号 Fx和基准信号Fe的相位，生成输出被测定信号Fxl~Fxn和输出基准信号Fcl~Fcn即 可。
[0170] 在无论将被测定信号Fx以及基准信号Fe中的哪个的1个周期代入T而mD/nT都 是整数的情况下，期望的是，以mD/nT和m互质的方式选择D和n，而在上述第1实施方式以 及第2实施方式中，通过构成为以被测定信号Fx以及基准信号Fe中的频率较高的信号的 1个周期变得相等的方式选择D、并以对其进行η分割的方式施加延迟，使得自动满足上述 选择方式。
[0171] < 3-3 :关于被测定信号与基准信号的频率的比较>
[0172] 在上述第1实施方式以及第2实施方式中，在设被测定信号Fx的1个周期（在 第2实施方式实施中，为半周期）和基准信号Fe的1个周期中较短的一方以Τχ、向第i个 FDSM(i)提供的输出被测定信号Fxi与输出基准信号Fci的相位差为PJt，相位调整部10 以使得Tx/n = Pw-P1的方式，生成η组的输出被测定信号以及输出基准信号（Fxl、Fcl)、 (Fx2、Fc2)、…（Fxn、Fen)。在被测定信号Fx的大体的频率和基准信号Fe的频率预先已 知的情况下，能够预先决定构成相位调整部10的延迟电路的延迟时间。但是，在被测定信 号Fx以及基准信号Fc的频率未知的情况下，不能决定。
[0173] 因此，在图27中示出上述第1实施方式（第2实施方式）的杂散音分散装置 1A(1B)。如该图所示，杂散音分散装置IA(IB)具有比较部50。比较部50对被测定信号Fx 的频率fx和基准信号Fc的频率fc进行比较，生成表示比较结果的控制信号CTL。相位调 整部10基于控制信号CTL，相对地调整被测定信号Fx和基准信号Fc的相位，生成η组的输 出被测定信号以及输出基准信号（Fxl、Fcl)、（Fx2、Fc2)、一(FxiKFcnh
[0174] 更具体而言，在FDSM(I)~FDSM(η)如第1实施方式那样生成数据流形式的输出 数据OUTl~OUTn的情况下，比较部50生成表示频率fx和频率fc中的哪一方较高（或较 低）的控制信号CTL。另一方面，在FDSM(I)~FDSM(η)如第2实施方式那样生成比特流形 式的输出数据OUTl~OUTn的情况下，比较部50生成表示频率2fx和频率fc中的哪一方 较高（或较低）的控制信号CTL。
[0175] 相位调整部10基于控制信号CTL，控制延迟电路的延迟时间。例如，设想如下的石 英振荡器的输出信号：基准信号Fc的频率fc为5MHz (1个周期为200nS)，作为被测定信号 Fx，频率fx为IOOkHz (1个周期为50nS)和20MHz (1个周期为50nS)。在输出数据OUTl~ OUTn为数据流形式的情况下，如果fx = 100kHz，则相位调整部10控制延迟电路的延迟时 间，使得延迟电路的延迟时间成为200nS/n，如果fx = 20MHz，则相位调整部10控制延迟电 路的延迟时间，使得延迟电路的延迟时间成为50nS/n。另一方面，在输出数据OUTl~OUTn 为比特流形式的情况下，如果fx = 100kHz，则相位调整部10控制延迟电路的延迟时间使得 延迟电路的延迟时间成为200nS/n，如果为fx = 20MHz，则相位调整部10控制延迟电路的 延迟时间，使得延迟电路的延迟时间成为25nS/n。
[0176] 这样，通过使用比较部50来控制相位调整部10,能够扩大向杂散音分散装置 IA(IB)提供的被测定信号Fx的频率范围。
[0177] <4.实施例 >
[0178] 在并联数为"100"、"1000"等的情况下，上述第2实施方式的杂散音分散装置