专利名称：：Ofdm调制装置的制作方法
技术领域：
：本发明涉及一种无线发送机，更为详细而言，涉及到OFDM用的无线发送机的调制装置及峰值系数降低装置。
背景技术：
：在无线通信的领域，人们正在以频率利用效率的提高为目标，研究各种通信方式并加以实用化。作为其一的正交频分复用OFDM(OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing)调帝U方式不受多才5延迟波影响，被视为第四代移动通信的首选。在使用OFDM调制方式的代表性无线发送机中，通过正交调幅QAM(QuadratureAmplitudeModulation)等的调制器将发送数据的比特序列进行一次调制，将发送数据按规定数目的比特单位变换为复码元。在作为一次调制器(码元映射器)使用16QAM调制器时，发送数据按4比特单位被变换为QAM的复码元序列。由码元映射器生成的复码元序列通过串并行变换器按每一规定码元数进行分块。在下面的说明中，用NSC来代表由串并行变换器分块的复码元个数。在从串并行变换器分块输出的NSC个复码元中，添加适当数目的零值码元，以便复码元的总数成为可用2的幂来表达的数目(下面，表述为NFFT)。增加码元个数后的信号模块由逆向快速傅立叶变换(IFFT:InversedFastFourierTransform)装置进行二次调制，将其变换为OFDM码元样本值的NFFT个复数。在OFDM中，因为在NFFT个正交副载波之中由IFFT装置使之和非零的复码元相对应且频率相互不同的NSC个副载波上调制数据，所以OFDM可以说是多载波调制方式的一种。就OFDM而言，在原理上，从IFFT装置并行输出的NFFT个复码元值(样本值)通过并串行变换器变换为串行的信号序列，成为复基带OFDM信号。复基带OFDM信号在通过D/A变换器变换成模拟连续信号之后，乘以载波被变换为RF频带的OFDM信号。变为串行信号后的1块量OFDM信号被称为OFDM码元，其长度被称为码元长度。由RF发送部进行功率放大并发送的OFDM信号因为分为在传播路径中不受到反射的直接波和由传播路径上的障碍物反射的延迟波，到达接收机，所以对于直接波来说，延迟波作为噪声起作用。因此，在OFDM发送机中，为了消除延迟波的影响，要在由NFFT个样本点组成的各OFDM码元中，复制后半部分所属的NCP个样本点，将其插入OFDM码元的前段，形成由NFFT+NCP个样本点组成的冗余化后的OFDM码元。上述冗余部分被称为循环前缀，成为用来消除延迟波影响的保护间隔。只要循环前缀长度NCP大于等于多径延迟波的延迟时间，就可以在OFDM接收机侧，消除延迟波的影响。并串行变换器将这样得到的NFFT+NCP个样本点变换成串行信号。另外，从RF发送部发送的OFDM信号因为在码元间信号不连续，有发送频谱扩大的趋势，所以在插入保护间隔(循环前缀)之后，要使用适当的窗函数对码元间的连接部分进行锥形处理，使信号平滑连续。另外，还根据需要，设置频带限制滤波器，抑制发送频谱的扩大。根据OFDM方式，在发送码元的调制中使用了频率不同的多个副载波，各发送码元能当作相互不相关的随机信号。因此，众所周知，根据中心极限定理，信号分布近似于正态分布，发送波的峰值系数(最大功率和平均功率之比)也达到10dB12dB。OFDM的调制信号由RF发送机的功率放大器进行放大并送波，但是一般来说，在放大器的线性区域上有限制，若是大功率输出则发生饱和。因此，在功率放大器对于发送信号的峰值振幅发生饱和时，在发送波形上产生畸变，造成向发送频带外，特别是邻近的频率频带使功率泄漏。因为该泄漏功率按照无线电法规被严格限制，所以在OFDM的发送机中，难以在功率放大器的额定输出之前，充分提高发送功率。为了解决这种问题，有效的是降低发送信号的峰值系数。这里的降低峰值系数意味着，在发送输出中允许少许的波形品质恶化也就是噪声的附加来抑制峰值振幅的那种信号波形处理。作为降低峰值系数的以往技术之一，例如在日本特开2003-124824号(专利文献l)中提出了一种峰值系数降低装置，该峰值系数降低装置以CDMA的基带信号为对象，在振幅的峰值为最大值的采样点上生成脉冲状的修正信号，并通过具有和基带频带限制滤波器相同的频率响应的滤波器对该信号进行波形整形，并从基带信号减去该信号。上述修正信号因为是在原来的信号中没有的成分，所以对于发送信号来说作为噪声进行处理，但是因为修正信号的频带通过滤波器掩蔽在发送频谱的范围内，所以能防止向发送频带外的噪声泄漏。专利文献1日本特开2003-124824号"峰值系数降低装置"非专利文献1IT7才一，厶第4世代千A^f部会、乂7亍厶専門委員会〉只X厶^:/:7，7卜，夕于亇WG、「乇/《,^IT7才一，厶4G技術調查報告書(〉7亍厶吖乂7，7卜，夕^卞)(Verl,l)」作为使用OFDM的多元连接方式，OFDMA(OrthogonalFrequencyDivisionMultipleAccess)已为众所周知。根据移动IT论坛第4代移动部门会议系统专门委员会系统基础架构WG、"移动IT论坛4G技术调査报告书(系统基础架构编)(非专利文献1)的3丄3"，OFDMA是一种"通过由全部用户共享所有副载波，将任意多个副载波和子信道进行定位，并按任意的时间定时给各用户以自适应方式分配子信道来实现多元连接的方法"。在非专利文献1的图3丄4中，公示出副载波的分配方法一例。在将以往技术使用于OFDMA中时，将产生难以解决的新问题。根据OFDMA，可以任意决定使用哪个副载波进行调制，并且没有加载信息的副载波停波。此时，发送频谱的形状复杂且急剧地产生起伏。使用于峰值系数降低的修正信号(噪声)虽然重要的是已经掩蔽在发送频谱中以不向频带外泄漏，但是在以往技术中，不得不让波形整形滤波器特性依照发送频谱形状，该波形整形滤波器使脉冲状的修正信号起作用。因此，滤波器特性变得非常复杂。除此之外，因为必须按照副载波停波图案使滤波器特性成为可变，所以装置规模显著增大。
发明内容本发明的目的在于提供一种OFDM调制装置，具有适于OFDM方式无线发送机的峰值系数降低功能。为了达到上述目的，本发明的OFDM调制装置，包括QAM调制器，对作为串行数据所提供的发送数据进行一次调制；串并行变换器，将从上述QAM调制器输出的复码元信号序列按每一规定个数为NSC个的复码元进行分块，作为并行复码元信号进行输出；副载波映射部，根据副载波映射信息M，将从上述串并行变换器输出的复码元信号映射于频率相互不同的NFFT个副载波某一个中，其中，NFFT〉NSC;IFFT部，对从上述副载波映射部输出的复码元进行逆向快速傅立叶变换，作为复信号X1并行输出；保护间隔插入部，在复信号X1中附加作为保护间隔的循环，前缀，进行窗口处理；以及并串行变换器，将保护间隔插入部的输出变换为串行信号；在上述IFFT部和保护间隔插入部之间具备峰值系数降低部，该峰值系数降低部根据上述副载波映射信息M，将上述复信号X1变换为峰值系数降低后的复信号X2;上述保护间隔插入部在上述峰值系数降低后的复信号X2中附加循环，前缀，进行窗口处理。更为详细而言，在本发明的OFDM调制装置中，上述副载波映射信息M指定应发送由上述QAM调制器生成的复码元的送波副载波频率和不包含有效复码元的停波副载波频率；上述峰值系数降低部根据下述复指数函数矩阵B，将上述复信号XI变换为峰值系数降低后的复信号X2，所述复指数函数矩阵B与根据上述副载波映射信息M生成的送波副载波频率对应。在本发明的l个实施例中，上述峰值系数降低部包括复指数函数生成部，根据上述副载波映射信息M，生成与送波副载波频率对应的复指数函数B;权重向量生成部，从由上述IFFT部输出的复信号XI中检测超过预先设定的阈值Vt的振幅，生成权重向量W;以及复信号生成部，根据上述复指数函数B、权重向量W和复信号X1，将上述复信号XI变换为峰值系数降低后的复信号X2。此时，上述复信号生成部例如根据加权最小二乘法的公式X2=B*inv(B'*diag(W)*B)*B'*diag(W)*clip(XI)，将上述复信号X1变换为峰值系数降低后的复信号X2，其中，diag是以自变量W为对角元素的对角矩阵，B'是B的复共轭转置，hw是逆矩阵，clip()是保持偏角的原状态下对阈值Vt的振幅限制。在本发明的另一实施例中，上述峰值系数降低部在上述复信号XI的生成周期内，按下述步骤生成复信号X2，并且在上述复信号X2的振幅小于等于阈值Vt之前，将通过上述逆向快速傅立叶变换生成的复信号X2作为振幅限制的输入，重复上述步骤，该步骤为，将上述复信号X1作为振幅限制的初始输入，对振幅限制后的复信号进行傅立叶变换，并对傅立叶变换结果和上述副载波映射信息M之间的乘法运算结果进行逆向快速傅立叶变换。在本发明的再一实施例中，上述峰值系数降低部具备复指数函数生成部，根据上述副载波映射信息M，生成与送波副载波频率对应的复指数函数B;复信号生成部，生成上述复信号XI和将该复信号XI的振幅限制为阈值Vt的信号之间的差信号Xl-clip(Xl)，在将上述复指数函数B和系数向量C之间的内积设为B，C时，使用拉格朗日的待定乘数法以便在X1的振幅为IXll〉Vt的位置上Xl-clip(XI)-B-C=0,来计算使B'C的功率最小化的系数向量C，并且按X2-X1-B-C的条件生成上述复信号X2。在本发明中，因为利用副载波映射信息M，降低了复信号X1的峰值系数，换言之，因为作为和发送所使用的副载波相同频率的副载波线性结合制作出峰值系数信号X2，所以峰值系数降低前的复信号XI和峰值系数降低后的复信号X2的发送频谱形状在原理上一致。也就是说，因为伴随峰值系数降低处理的噪声信号频谱掩蔽在发送信号的频谱中，所以能够防止向停波频带的噪声功率泄漏。图1是表示使用本发明的OFDM调制装置的一例。图2是表示副载波映射信息M的一例的附图。图3是表示提供给IFFT部24的复码元信号的一例的附图。图4是表示从IFFT部24输出的复信号XI实部(A)和虚部(B)的信号波形的附图。图5是表示根据本发明的峰值系数降低部30第1实施例的框图。图6是表示逆DFT(InverseDiscreteFourierTransform)矩阵F一例的附图。图7是表示复指数函数B—例的附图。图8是表示图5权重向量生成部32结构的附图。图9是表示图8盲区电路312输入输出特性的附图。图10是表示复信号X1振幅波形一例的附图。图11是表示从权重向量生成部32输出的权重向量W—例的附图。图12是表示图5的复信号生成部33的1个实施例的附图。图13是表示峰值系数降低部30的第2实施例的附图。图14是表示从振幅限制电路332输出的clip(XI)振幅波形一例的附图。图15是表示从运算电路334输出的复信号X2振幅IX2I和误差信号振幅IX2-X1I的附图。图16是表示由第2实施例的峰值系数降低部30得到的复信号X2振幅IX2I和误差信号IX2-X1I振幅的一例的附图。图17是表示锥度比为5。/。的Tukey窗口的附图。图18是表示第1实施例(第1算法)中的发送频谱和CCDF的附图。图19是表示第2实施例(第2算法)中的发送频谱和CCDF的附图。符号说明10:控制部，11:副载波映射器，21:QAM调制器，22:串并行(S/P)变换器，23:副载波映射部，24:IFFT装置，25:保护间隔插入部，26:并串行(P/S)变换器，30:峰值系数降低部，31:复指数函数生成部，32:权重向量生成部，33:复信号生成部，40:RF发送部，41:数模(D/A)变换装置，42:变频部，43:功率放大器，311:绝对值生成部，312:盲区电路，313:最大值检测部，314:增益电路，315:加法电路。具体实施方式图1表示使用本发明的OFDM调制装置一例。本发明的OFDM调制装置例如连接于无线基站的控制部10和RF发送部40之间，其结构为内置峰值系数降低装置30。表1表示将在下面的实施例中说明的OFDM调制装置各元素。但是，这里所示例的参数值是为了进一步具体说明OFDM调制装置的动作所适当决定的，并不用来确定本发明的使用对象。表1OFDM各元素<table>tableseeoriginaldocumentpage12</column></row><table>在图1所示的OFDM调制装置中，从控制部10串行输出的发送数据比特序列被输入到QAM调制器21，例如变换为16QAM形式的QAM信号序列(复码元信号序列)。从QAM调制器21输出的QAM信号序列被输入到串并行(S/P)变换器22，按每一用NSC来表示的128个复码元进行分块，并行输出。从串并行变换器22输出的复码元信号在由副载波映射部23映射到送波副载波中之后，提供给IFFT(逆向快速傅立叶变换)部24。副载波映射部23根据能够由控制部10控制的从副载波映射器11输出的副载波映射信息M，将128个复码元信号映射于512个副载波的某一个。副载波映射器11的内容虽然可以动态变更，但是在本实施例中，因为参照附图对发送频谱进行说明，所以副载波映射信息M设为在时间上固定的信息来使用。图2表示副载波映射信息M的一例。在这里所示的例子中，横轴表示与NFFT个(=512)副载波对应的索引值，纵轴的值为"l"的副载波意味着送波，为"0"的副载波意味着停波。在本实施例中，NFFT个(=512)副载波之中，NSC个(=128)副载波为送波，剩下的384个副载波为停波。还有，索引0255的副载波在基带频率区域，和直流正的奈奎斯特频率对应，索引256511和负的奈奎斯特频率直流对应。图3表示使用图2的副载波映射信息M时提供给IFFT部24的l块量复码元信号(16QAM信号)。(A)是复码元信号的实部，(B)表示复码元信号虚部的波形。在图1中，IFFT部24对从副载波映射部23输出的复码元信号进行逆向傅立叶变换，将其变换为复信号X1。图4(A)表示从IFFT部24输出的复信号X1的实部，(B)表示复信号X1虚部的信号波形。在以往的OFDM调制装置中，将从IFFT部24输出的复信号XI输入到保护间隔插入部25，执行循环'前缀的插入和窗口(窗函数)处理，但是在本发明中，将IFFT部24的输出信号X1输入到峰值系数降低部30，将由峰值系数降低部30进行峰值系数降低后的复信号X2提供给保护间隔插入部25。保护间隔插入部25的输出在由并串行(P/S)变换器26变换成串行信号之后，输入到RF发送部40。RF发送部40包括D/A变换器41，将并串行变换器26的输出信号变换为模拟信号；变频部42，用来将基带OFDM信号变换为RF频带的OFDM信号；以及功率放大器43。功率放大器43的输出信号作为无线信号从未图示的天线发送。图5是表示根据本发明的峰值系数降低部30第1实施例的框图。本发明的峰值系数降低部30根据副载波映射信息M，来降低从IFFT部24输出的复信号X1的峰值系数，生成频谱与复信号X1—致的复信号X2。第1实施例的峰值系数降低部30包括复指数函数生成部31，根据副载波映射信息M生成复指数函数B;权重向量生成部32，根据从IFFT部24输出的复信号XI生成权重向量W;以及复信号生成部33，根据复信号X1、复指数函数B及权重向量W，生成峰值系数降低后的复信号X2。复指数函数生成部31从NFFT行xNFFT列的逆DFT矩阵F，删除与副载波映射信息M所示的停波副载波频率对应的列，输出作为复指数函数B的NFFT行xNSC列的矩阵。图6表示因图纸的限制而将NFFT的值减为"8"时的逆DFT(InverseDiscreteFourierTransform)矩阵F。这里，假定副载波映射信息M是"01000011"。此时，因为映射的第0、2、3、4、5元素为表示停波副载波频率的"0"，所以复指数函数生成部31从逆DFT矩阵F将与停波副载波频率对应的第O、2、3、4、5列删除，输出作为复指数函数B的由与送波副载波频率对应的第1、6、7列组成的逆DFT矩阵。在逆DFT矩阵F是图6的情况下，复指数函数生成部31输出作为复指数函数B的图7所示的矩。权重向量生成部32根据复信号XI生成权重向量W。权重向量生成部32如图8所示，包括绝对值生成部311，输出复信号X1的振幅IX1I;盲区电路312;增益电路314，放大盲区电路312的输出；以及加法电路315，对增益电路314的输出加上"1"。还有，在权重向量生成部32中如图8中用虚线框所示，还根据需要，在盲区电路312和增益电路314之间设置最大值检测电路313，在盲区电路的输出为最大的位置上输出脉冲。盲区电路312例如图9所示，从复信号XI的振幅IX1I提取超过阈值Vt的振幅成分。例如，在准备将复信号XI的振幅按信号有效值=1限制为7dB时，阈值Vt设定为2.2387(=10的"7/20"次方)。盲区电路312的输出信号通过增益电路314放大为A倍(例如，A=1000,000)，并且对其由加法电路315加上"l"后的信号作为权重向量W进行输出。在从IFFT部24输出的复信号XI例如变为图10所示的振幅波形时，从权重向量生成部32输出图11所示的权重向量W。复信号生成部33根据复信号XI、复指数函数B和权重向量W,来限制峰值振幅，并且生成作为波形整体的与复信号XI近似的复信号X2。复信号X2的频谱虽然需要掩蔽在复信号XI中，但是这种复信号X2通过成为与复指数函数B的序列有关的线性结合，就可以实现。另外，复信号X2必须是限制峰值振幅且作为整体与复信号XI近似的信号。因此，在第1实施例的峰值系数降低部30中，复信号生成部33采用加权最小二乘法，将复信号X1变换为复信号X2，该加权最小二乘法使用权重向量W。图12表示复信号生成部33的1个实施例。在本实施例中，复信号生成部33包括复共轭转置电路331，对复指数函数B进行共轭转置；振幅限制电路332，将复信号X1的振幅限制为Vt;对角矩阵生成电路333，以权重向量W作为对角元素；以及运算电路334，与这些电路进行连接。第1实施例的峰值系数降低部30通过振幅限制电路332，生成将复信号X1的振幅限制为Vt的信号dip(XI),运算电路334按照公式1所示的加权最小二乘法的公式(第1算法)，导出峰值系数降低后的复码元信号X2。X2=B*C但是，C=inv(B'*diag(W)*B)*B'*diag(W)*clip(XI)…(公式l)在上述加权最小二乘法的公式(公式l)中，函数diag(W)意味着以自变量W为对角元素的对角矩阵，与对角矩阵生成部333的输出对应。带标号(Dash)的B'意味着矩阵B的复共轭转置，与对角矩阵生成电路333的输出对应。函数inv()意味着逆矩阵。另外，函数dip(XI)意味着在保持偏角的原状态下按阈值Vt对复信号Xl进行振幅限制，与振幅限制电路332的输出对应。函数clip(XI)可以如下进行定义。图14表示从振幅限制电路332输出的clip(XI)振幅波形一例。clip(XI)=Vt*Xl/|X1|for|Xl|>Vtclip(XI)=XforIXl|^Vt在公式l中，复指数函数B是从图7中说明的逆DFT矩阵选择出列使之和送波副载波频率对应的长方矩阵。在图7的例子中，复指数函数B由逆DFT矩阵的第1、第6、第7列组成，第l歹ij、第6列及第7列分别可以重写为exp(jwlt)、exp(jw6t)及exp(jw7t)。另外，在公式1中，C是和复指数函数B所示的逆DFT矩阵第1、第6、第7列对应的复数。此时，如果其值假设是ocl+jy51、cc6+j々6、a7+j々7，则运算电路334作为公式1所示的X2=B*C运算，执行(《1+j-l)*exp(jwlt)+(ct6+j-6)*exp(jco6t)+(a7+j〃7)*exp(jw7t)。也就是说，实现了送波所使用的副载波频率的线性结合。本实施例的峰值系数降低部33其特征在于，根据副载波映射信息M和复信号XI，生成和数据发送所使用的副载波对应的逆DFT矩阵B以及和DFT矩阵B对应的复信号矩阵C，并通过B*C的矩阵运算，生成抑制峰值系数后的复信号X2。根据本实施例，可以借助于权重向量W的作用，生成复信号X2，该复信号X2其振幅峰值部分同复信号XI具有较高的近似度，且进行了峰值系数降低。另外，因为峰值系数降低后的复信号X2由与发送所使用的副载波相同的副载波构成，所以复信号XI和X2的发送频谱形状一致。也就是说，因为伴随峰值系数降低的噪声信号频谱掩蔽在发送信号的频谱中，所以没有向停波频带的噪声功率泄漏。图15表示从运算电路334输出的复信号X2的振幅IX2I和误差信号的振幅IX2-X11。下面，对于根据本发明的峰值系数减低部30的第2实施例，进行说明。在上述第1实施例的算法中，因为只要不使用权重向量W，复指数函数B的各列就成为规范正交基，所以最小二乘法的公式可以如下进行变形。X2=B*CC=inv(B'*B)*B'*clip(XI)=iffi(份(clip(XO)*M)…(公式2)这里，M意味着副载波映射信息，ffi(clip(XI))意味着clip(XI)的快速傅立叶变换，iffi()意味着对()进行逆向FFT。从而，上述公式2表示出下述这样的操作，并且可以解释为使用傅立叶变换的巻积运算，上述操作为，限制复信号码元X1的振幅，将振幅限制后的复信号通过FFT暂时变换到频域内，在将与副载波映射信息M所示的停波副载波相当的频率成分赋予全部设为0之后通过IFFT返回时域。由公式2得到的复码元信号X2因为傅立叶变换的性质，所以在平方误差最小的意义上，为最佳近似。但是，因为是最佳近似，所以误差在NFFT个样本点整体上均等分布，峰值附近的近似度不太高。也就是说，虽然峰值振幅在某种程度上有所下降，但是留有未被充分抑制这样的问题。因此，在本发明第2实施例的峰值系数降低部30中，通过将公式2所示的步骤对复数码元信号X2重复多次，来逐渐降低峰值(第2算法)。也就是说，使用如下的while循环处理。X2=X1;while(max(|X2|)>VT)X2=iffi(份(clip(X2))*M)…(公式3)图13表示第2实施例峰值系数降低部30的结构。本实施例的峰值系数降低部30也利用副载波映射信息M，将复信号XI变换成峰值系数降低后的复信号X2。在本实施例中，在与OFDM的码元长度对应的规定期间Ts内，重复多次公式3所示的步骤。选择器341按照在每一期间Ts发生的时钟CL(Ts)，在复信号X2最开始的运算循环中，选择从IFFT部24输出的复信号XI，并从下次的运算循环开始，选择从判断电路346输出的复信号X2，输入到振幅限制电路342。振幅限制电路342从输入的复信号(X1或X2)，提取超过阈值Vt的振幅，将振幅限制后的复信号clip(X)输出到FFT电路343。FFT电路343对复信号clip(X)进行傅立叶变换，输出fft(clip(X))。fft(clip(X))通过内积电路344，与副载波映射信息M进行乘法运算，并且运算结果(clip(X2)*M)被输入到IFFT电路345。IFFT电路345对fft(clip(X2)*M)进行逆向快速傅立叶变换，在每次运算循环中输出复信号X2。从IFFT电路345输出的复信号X2被输入到判断电路346和输出门电路347。判断电路346将复信号X2的振幅IX2I和阈值VT进行比较，如果IX21〉VT，则将复信号X2输出到选择器341。判断电路346在各运算循环中，保持选择器341所输出的前一运算循环的复信号X2，在IX2I〉VT的期间将从IFFT电路345输出的新的复信号X2输出到选择器341，在IX2I〈VT或者IX2卜VT时将与前一运算循环相同的复信号X2输出到选择器341。从而，若条件IX21〈VT或者IX2卜VT暂时成立，则给IFFT电路345，输入和前一循环相同的ffi(clip(X2)*M)，致使IFFT电路345重复产生与前一循环相同的复信号X2。输出门电路347选择在各运算循环中由IFFT电路345生成的复信号X2之内于期间Ts的最后运算循环中生成的复信号X2,并作为峰值系数降低后的复信号X2，输出到保护间隔插入，窗口设定部25。18图16表示由第2实施例的峰值系数降低部30得到、峰值系数降低后的复信号X2的振幅IX2I和误差信号IX2-X1I的振幅一例。根据第1算法，运算电路334虽然可以在每一OFDM码元期间Ts，执行1次复信号X2的运算，但是在X2的运算中包含复杂的逆矩阵计算。另一方面，根据第2算法，在条件IX2I〈VT或者IX2卜VT成立之前，改变输入复信号，并且复信号X2的运算在多个循环的范围内重复。但是，第2算法因为不需要逆矩阵计算，所以具有可以在复信号X2的运算中使用能进行快速处理的FFT部343和IFFT部345这样的优点。在峰值系数降低后的复信号X2的生成中，除上述的第1、第2算法之外，还考虑数种算法。作为其1例，对于使用拉格朗日待定乘数法的第3算法，进行简单说明。在第3算法中，生成复信号XI和限制复信号XI振幅后的复信号clip(XI)之间的差信号"Xl-clip(XI)"。差信号"Xl-clip(XI)"意味着，复信号XI中包含的振幅超过阈值Vt的信号成分。另一方面，对于作为基底的复指数函数B，导入系数向量C=(cr0+jci0、crl+jcil、…)T，用B和C的内积B-C来近似表达XI-clip(Xl)。B-C的功率是(cr02+ci02)+(crl2+ci12)十…。这里，假定复信号XI的NFFT个样本点之中振幅超过阈值Vt的样本点有K个，并将其索引设为I(k)(k=l、2、…、k)。另外，在K个样本点的全部中，要定义约束条件以便Xl-clip(XI)-B《=0。若考虑约束条件为复数，将其分离成实部和虚部，则共计获得2K的方程式。将实部的方程式设为Frk-0(k=l、2、…、k)，将虚部的方程式设为Fik-0(k=l、2、…、k)。Frk=Re[Xl(1(k))-clip(XI(1(k)))-B(1(k))'C]=0Fik=Im[Xl(1(k))-clip(XI(1(k)))-B(1(k))'C]=0虽然也依赖于Vt的值，但是通常情况下，因为复信号X1中出现的峰值个数没有那么多，所以在条件式的个数比变量的个数少时，不能决定系数向量C的值。因此，若导入拉格朗日的待定乘数ark、aik(k=l、2、…、k)，并且在上述约束条件之下，导出功率(cr02+ci02)+(crl2+ci12)+的值为最小值的方程式，则如下所述。L=(cr02+ci02)+(crl2+ci12)十…-arlFrl-ar2Fr2-…-arKFrK-ailFil-ai2Fi2-…-aiKFiKdL/dcrO=0、dL/dcrl=0、…、dL/dciO=0、dL/dcil=0、…、dL/darl=0、dL/dar2=0、…、dL/dark=0dL/dail=0、dL/dai2=0、'■■、dL/daik=0上述公式成为与系数向量crk、cik和拉格朗日的待定乘数ark、aik有关的联立一次方程式，并且要确定作为其解的系数向量C的值。最后，通过从XI减去内积信号B，C，获得峰值系数降低信号X2=X1-B.C。这里，X1根据0FDM的原理，以复指数函数B为基底得以成立。从而，因为X2也以复指数函数B为基底，所以第3算法也和第l、第2算法相同，只使用作为送波副载波的频率成分，就可以生成峰值系数降低后的复码元信号。上面，说明了3种可使用于生成复信号X2的代表性算法。X2生成后的处理对全部算法是通用的，由保护间隔插入部25在复信号X2中插入循环前缀，进行窗口处理。循环前缀可以从形成OFDM码元的样本点后半部分复制NCP个(=64)样本点，将其添加于OFDM码元的前面部分。因此，OFDM码元的样本点增加为NFFT+NCP个(=576)。窗口处理由于当连结不同的块时，缓和信号不连续的影响，因而对防止频谱的扩大是有效的。但是，因为将损失一部分循环前缀原来的效果，所以根据系统的不同，也有时不进行窗口处理。在本实施例中，例如图17所示，使用了锥度比为5。/。的Tukey窗口。上面，对于从串并行变换器22输出1个块的处理进行了说明，在图18图21中表示采用同样的方法生成32块量的OFDM码元并且评价发送频谱和CCDF(ComplementaryCumulativeDistributionFunction)的结果。图IS表示第1实施例(第1算法)中的发送频谱和CCDF，图19表示第2实施例(第2算法)中的发送频谱和CCDF。如同从表示发送频谱的图18(A)、图19(A)所明确的那样，第1、第2中任一个算法的情况下，噪声频谱都被掩蔽在发送频谱中，不允许向发送频带外的泄漏。另外，如同从表示CCDF的图18(B)、图19(B)所明确的那样，在原来的复信号IX1I中，峰值系数大于等于10dB，与此相对，在进行过峰值系数降低处理后的复信号IX2I中，峰值系数大致被限制为7dB。复信号IX2I其代表信号质量恶化的EVM(ErrorVectorMagnitude)为4.2%左右，成为良好的信号质量。从本发明的OFDM调制装置输出的复信号X2提供给图1所示的RF发送部40，在由D/A变换装置10变换成模拟信号之后，通过变频部42加以正交调制，向无线频带进行升频变换，并通过功率放大器43放大为规定的功率，向天线进行输出。在本发明中，因为发送信号的峰值系数减少约3dB，所以即使将放大功率提升3dB(约2倍)，功率放大器43也不产生饱和。权利要求1.一种OFDM调制装置，其特征为，包括QAM调制器，对作为串行数据所提供的发送数据进行一次调制；串并行变换器，将从上述QAM调制器输出的复码元信号序列按每规定个数(NSC)的复码元进行分块，作为并行复码元信号进行输出；副载波映射部，根据副载波映射信息M，将从上述串并行变换器所输出的复码元信号映射于频率相互不同的多个(NFFT＞NSC)副载波中的某一个；IFFT部，对从上述副载波映射部输出的复码元进行逆向快速傅立叶变换，作为复信号X1并行输出；保护间隔插入部，在复信号X1中附加作为保护间隔的循环前缀，进行窗口处理；以及并串行变换器，将保护间隔插入部的输出变换为串行信号；在上述IFFT部和保护间隔插入部之间具备峰值系数降低部，该峰值系数降低部根据上述副载波映射信息M，将上述复信号X1变换为峰值系数降低后的复信号X2；上述保护间隔插入部在上述峰值系数降低后的复信号X2中附加循环前缀，进行窗口处理。2.根据权利要求1所述的OFDM调制装置，其特征为，上述副载波映射信息M指定应发送由上述QAM调制器生成的复码元的送波副载波的频率和不包含有效复码元的停波副载波的频率；上述峰值系数降低部根据下述复指数函数矩阵B，将上述复信号XI变换为峰值系数降低后的复信号X2，所述复指数函数矩阵B与根据上述副载波映射信息M生成的送波副载波频率对应。3.根据权利要求1所述的OFDM调制装置，其特征为，上述副载波映射信息M指定应发送由上述QAM调制器生成的复码元的送波副载波的频率和不包含有效复码元的停波副载波的频率，上述峰值系数降低部包括复指数函数生成部，根据上述副载波映射信息M，生成与送波副载波频率对应的复指数函数B;权重向量生成部，从由上述IFFT部输出的复信号X1中检测超过预先设定的阈值Vt的振幅，生成权重向量W;以及复信号生成部，根据上述复指数函数B、权重向量W和复信号XI，将上述复信号XI变换为峰值系数降低后的复信号X2。4.根据权利要求3所述的OFDM调制装置，其特征为，上述权重向量生成部，包括绝对值生成部，输出复信号X1振幅的绝对值；盲区电路，从上述绝对值生成部的输出中提取超过规定阈值Vt的振幅；增益电路，使上述盲区电路的输出达到常数倍；以及加法电路，对上述增益电路的输出加上规定值。5.根据权利要求3所述的OFDM调制装置，其特征为在上述盲区电路和增益电路之间具备最大值检测电路，该最大值检测电路在该盲区电路的输出为最大的位置上输出脉冲。6.根据权利要求3所述的OFDM调制装置，其特征为上述复信号生成部，根据X2-B^nv(B'承diag(W)*B)*B'*diag(W)*clip(XI)，将上述复信号X1变换为峰值系数降低后的复信号X2，其中，diag()是以自变量W为对角元素的对角矩阵，B'是B的复共轭转置，hw()是逆矩阵，Clip()是保持偏角的原状态下对阈值Vt的振幅限制。7.根据权利要求1所述的OFDM调制装置，其特征为上述峰值系数降低部在上述复信号X1的生成周期内，在上述复信号X2的振幅小于等于阈值Vt之前或者按决定的规定次数重复下述步骤，该步骤为，以上述复信号X1作为振幅限制的初始输入，对振幅限制后的复信号进行傅立叶变换，并对傅立叶变换结果和上述副载波映射信息M之间的乘法运算结果进行逆向快速傅立叶变换，生成复信号X2，将通过上述逆向快速傅立叶变换生成的复信号X2再次作为振幅限制的输入。8.根据权利要求1所述的OFDM调制装置，其特征为上述副载波映射信息指定应发送由上述QAM调制器生成的复码元的送波副载波的频率和不包含有效复码元的停波副载波的频率，上述峰值系数降低部，具备复指数函数生成部，根据上述副载波映射信息M，生成与送波副载波频率对应的复指数函数B;以及复信号生成部，生成上述复信号XI和将该复信号XI的振幅限制为阈值Vt的信号之间的差信号Xl-clip(Xl)，在将上述复指数函数B和系数向量C之间的内积设为B《时，使用拉格朗日的待定乘数法以便在X1的振幅为lXll〉Vt的位置上成为Xl-clip(Xl)-B'C=0，来计算使B《的功率最小化的系数向量C，并且按X2=X1-B《的条件生成上述复信号X2。全文摘要本发明提供一种具有峰值系数降低功能的OFDM调制装置。在OFDM调制装置的IFFT部和保护间隔插入部之间具备峰值系数降低部，上述峰值系数降低部根据副载波映射信息，将从上述IFFT部输出的复信号X1变换为峰值系数降低后的复信号X2。上述峰值系数降低部以与送波所使用的副载波频率相对应的复指数函数为基底，通过线性结合来生成峰值系数降低信号。峰值系数降低信号例如通过利用加权最小二乘法或快速傅立叶变换的卷积处理的重复，来导出。文档编号H04L27/36GK101262461SQ20081000482公开日2008年9月10日申请日期2008年2月4日优先权日2007年3月9日发明者堀一行,村上昌平,柳健二,石田雄尔申请人:日立通讯技术株式会社