信号处理装置、成像装置和成像设备的制造方法
【技术领域】
[0001]本技术涉及信号处理装置和方法、成像装置和成像设备，更具体地，涉及被设计为抑制A/D转换误差的产生的信号处理装置和方法、成像装置和成像设备。
【背景技术】
[0002]在普通图像传感器中，读取存储在受光单元(光电二极管)中的电荷作为信号电压，并进行模拟/数字(A/D)转换(例如，参加专利文献1)。
[0003]根据专利文献1中所披露的A/D转换方法，将两个A/D转换电路连接至相同的像素输出信号，并且具有不同斜率(gradient)的参考电压Vref 1和Vref2从两个参考电压生成单元输入至对应的A/D转换电路。以这种方式，以两个阶梯精度(gradat1n accuracy)执行A/D转换，从而实现更高的阶梯精度并同时抑制转换时间的增加。然而，在这种情况下，电路面积和功耗翻倍。因此，根据专利文献1中所披露的方法，仅使用了一个A/D转换电路，并且设置有判定单元。判定单元确定各像素输出信号的大小，并且根据这样的确定的结果，选择具有两个不同斜率的参考电压Vref 1和Vref2中的一者。以这种方式，可以实现取决于像素输出信号大小的不同转换精度的使用。
[0004]引用列表
[0005]专利文献
[0006]专利文献1:日本专利申请特开第2011-41091号公报
【发明内容】
[0007]技术问题
[0008]然而，在诸如根据专利文献1所披露的方法的A/D转换等传统的A/D转换的情况下，难以充分地抑制A/D转换中误差的产生。因此，可能无法同时实现更高的阶梯精度和对转换时间增加的抑制，或者，例如，将难以抑制图像质量劣化。
[0009]鉴于上述那些情况提出了本技术，并且本技术的目的在于抑制A/D转换误差的产生。
[0010]技术方案
[0011]本技术的一个方面为信号处理装置，该信号处理装置包括:比较单元，其将从单位像素输出的模拟信号与预定电压进行比较；切换单元，其根据需要对将要供给至比较单元的参考电压进行切换，且将参考电压中的一者连接至比较单元，将其它的参考电压连接至预定负载电容，参考电压具有彼此不同的阶梯精度；以及测量单元，其测量在由所述比较单元进行的所述模拟信号与通过由所述切换单元进行的切换控制而被供给至所述比较单元的所述参考电压之间的比较的结果中的变化的时序。
[0012]所述负载电容可以为比较单元的等效电容或近似电容。
[0013]信号处理装置还可以包括作为负载电容的伪比较单元，所述伪比较单元具有与所述比较单元相同的结构，所述伪比较单元的一个输入连接至固定电位，所述伪比较单元的输出处于开路状态。所述切换单元可以将未连接至所述比较单元的其它的所述参考电压连接至所述伪比较单元的另一个输入。
[0014]所述信号处理装置还可以包括作为所述负载电容的电路，所述电路包括:输入晶体管，其在与所述比较单元的输入晶体管相同的操作区域中操作；电流源晶体管，其将恒定电流供给至所述输入晶体管；电容器，其用于消除参考电压偏移；以及开关晶体管，其用于初始化所述电容器。所述切换单元可以将未连接至所述比较单元的其它的所述参考电压连接至所述电路的所述电容器。
[0015]所述信号处理装置还可以包括作为所述负载电容的电路，所述电路包括:输入晶体管，其在与所述比较单元的输入晶体管相同的操作区域中操作；电容器，其用于消除参考电压偏移；第一开关晶体管，其用于初始化所述电容器；第二开关晶体管，其用于初始化所述输入晶体管；以及第三开关晶体管，其用于将所述输入晶体管连接至固定电位。所述切换单元可以将未连接至所述比较单元的其它的所述参考电压连接至所述电路的所述电容器。
[0016]信号处理装置可以进一步包括:第一电容调节单元，其连接至负载电容，并且调节负载电容；以及控制单元，其控制第一电容调节单元的电容。
[0017]第一电容调节单元可以形成有串联连接在负载电容和固定电位之间的晶体管，并且控制单元可以通过将控制信号输入至各个晶体管的栅极来获得所需的电容值。
[0018]第一电容调节单元可以形成有彼此并联连接的晶体管，各个晶体管的栅极可以连接至负载电容，并且控制单元可以通过将控制信号输入至各个晶体管的源极和漏极来获得所需的电容值。
[0019]第一电容调节单元可以形成有具有可变电容的电容器，并且控制单元可以通过将控制信号输入至电容器的控制端子来获得所需的电容值。
[0020]信号处理装置可以进一步包括第二电容调节单元，其连接至比较单元的输入，并且调节比较单元的电容。控制单元可以进一步控制第二电容调节单元的电容。
[0021]第二电容调节单元可以形成有串联连接在比较单元的输入和固定电位之间的晶体管，并且控制单元可以通过将控制信号输入至各个晶体管的栅极来获得所需的电容值。
[0022]第二电容调节单元可以形成有彼此并联连接的晶体管，各个晶体管的栅极可以连接至比较单元的输入，并且控制单元可以通过将控制信号输入至各个晶体管的源极和漏极来获得所需的电容值。
[0023]第二电容调节单元可以形成有具有可变电容的电容器，并且控制单元可以通过将控制信号输入至电容器的控制端子来获得所需的电容值。
[0024]控制单元可以在帧的最初或最后控制电容。
[0025]控制单元可以基于先前处理过的帧的电容调节信息来控制电容。
[0026]控制单元可以每隔几帧对电容进行控制。
[0027]控制单元可以根据当各个参考电压输入至比较单元时黑电平中的差异的大小来控制电容。
[0028]本技术的一个方面还是一种信号处理方法，该方法包括:使用比较单元将从单位像素输出的模拟信号与预定电压进行比较；根据需要对将被供给至所述比较单元的参考电压进行切换，且将所述参考电压中的一者连接至所述比较单元，将其它的所述参考电压连接至预定负载电容，所述参考电压具有彼此不同的阶梯精度；以及测量在由所述比较单元进行的所述模拟信号与供给至所述比较单元的所述参考电压之间的比较的结果中的变化的时序。
[0029]本技术的另一个方面是成像装置，所述成像装置包括:像素阵列，所述像素阵列包括布置在所述像素阵列中的单位像素，各个所述单位像素包括被构造用来对入射光进行光电转换的光电转换元件；比较单元，所述比较单元被构造用来将从所述像素阵列的所述单位像素输出的模拟信号与预定电压进行比较；切换单元，所述切换单元被构造成根据需要对将被供给至所述比较单元的参考电压进行切换，并且将所述参考电压中的一者连接至所述比较单元，将其它的所述参考电压连接至预定负载电容，所述参考电压具有彼此不同的阶梯精度；以及测量单元，所述测量单元被构造成测量在由所述比较单元进行的所述模拟信号与通过由所述切换单元进行的切换控制而被供给至所述比较单元的所述参考电压之间的比较的结果中的变化的时序。
[0030]本发明的又一方面是成像设备，所述成像设备包括:成像单元，所述成像单元被构造用于对物体进行成像；以及图像处理单元，所述图像处理单元被构造用于对通过由所述成像单元进行的成像而获得的图像数据进行图像处理。所述成像单元包括:像素阵列，所述像素阵列包括布置在所述像素阵列中的单位像素，各个所述单位像素包括被构造用来对入射光进行光电转换的光电转换元件；比较单元，所述比较单元被构造用来将从所述像素阵列的所述单位像素输出的模拟信号与预定电压进行比较；切换单元，所述切换单元被构造成根据需要对将被供给至所述比较单元的参考电压进行切换，并且将所述参考电压中的一者连接至所述比较单元，将其它的所述参考电压连接至预定负载电容，所述参考电压具有彼此不同的阶梯精度；以及测量单元，所述测量单元被构造成测量在由所述比较单元进行的所述模拟信号与通过由所述切换单元进行的切换控制而被供给至所述比较单元的所述参考电压之间的比较的结果中的变化的时序。
[0031]在本技术的一个方面中，通过比较单元将从单位像素输出的模拟信号与预定电压进行比较，根据需要对将被供给至比较单元的参考电压进行转换，阶梯精度彼此不同的参考电压中的一者连接至比较单元，其它的所述参考电压连接至预定负载电容，并且测量模拟信号与供给至比较单元的参考电压之间的比较的结果中的变化的时序。
[0032]在本技术的另一个方面中，按照需要对将被供给至比较单元的参考电压进行切换，比较单元用于将预定电压与从像素阵列中的单位像素输出的模拟信号进行比较，单位像素包括用于对入射光进行电转换的光电转换元件；阶梯精度彼此不同的参考电压中的一者连接至比较单元，其它的所述参考电压连接至预定负载电容，并且测量模拟信号与供给至比较单元的参考电压之间的比较的结果中的变化的时序。
[0033]在本技术的另外一个方面中，对物体进行成像，将通过成像所获得的图像数据进行图像处理，在成像期间，按照需要对待供给至比较单元的参考电压进行切换，比较单元用于将预定电压与从像素阵列中的单位像素输出的模拟信号进行比较，单位像素包括用于对入射光进行电转换的光电转换元件；阶梯精度彼此不同的参考电压中的一者连接至比较单元，其它的所述参考电压连接至预定负载电容，并且测量模拟信号与供给至比较单元的参考电压之间的比较的结果中的变化的时序。
[0034]有益效果
[0035]根据本技术，能够对信息进行处理。特别地，能够减少A/D转换误差的产生。
【附图说明】
[0036]图1是示出了列A/D转换单元的典型示例结构的图。
[0037]图2是示出了 A/D转换的示例的时序图。
[0038]图3示出了 A/D转换的阶梯精度的示例。
[0039]图4是示出了 A/D转换的另一个示例的时序图。
[0040]图5示出了 CMOS图像传感器的典型示例结构。
[0041]图6示出了选择单元的典型示例结构。
[0042]图7示出了单位像素的典型示例结构。
[0043]图8示出了比较单元的典型示例结构。
[0044]图9是示出了 A/D转换的示例的时序图。
[0045]图10是示出了 A/D转换的示例的时序图。
[0046]图11是示出了 A/D转换的示例的时序图。
[0047]图12是示出了 A/D转换的示例的时序图。
[0048]图13是示出了 A/D转换的示例的时序图。
[0049]图14是示出了 A/D转换的示例的时序图。
[0050]图15示出了选择单元的典型示例结构。
[0051]图16是示出了 A/D转换的示例的时序图。
[0052]图17是示出了 A/D转换的示例的时序图。
[0053]图18示出了 CMOS图像传感器的一部分的典型示例结构。
[0054]图19是示出了 A/D转换的示例的时序图。
[0055]图20示出了 CMOS图像传感器的一部分的典型示例结构。
[0056]图21示出了分布常数的示例。
[0057]图22示出了分布常数的示例。
[0058]图23是示出了 A/D转换的示例的时序图。
[0059]图24示出了分布常数的示例。
[0060]图25是示出了 A/D转换的示例的时序图。
[0061]图26是示出了切换单元的典型示例结构的图。
[0062]图27示出了分布常数的示例。
[0063]图28是示出了 A/D转换的示例的时序图。
[0064]图29示出了负载电容Cj的典型示例结构。
[0065]图30示出了负载电容Cj的典型示例结构。
[0066]图31示出了负载电容Cj的典型示例结构。
[0067]图32示出了负载电容Cj的典型示例结构。
[0068]图33示出了负载电容Cj的典型示例结构。
[0069]图34示出了负载电容Cj的典型示例结构。
[0070]图35示出了负载电容Cj的控制的示例。
[0071]图36是示出了切换单元的结构的另一个示例。
[0072]图37示出了电容调节单元的典型示例结构。
[0073]图38示出了电容调节单元的另一个示例结构。
[0074]图39是用于解释电容调节处理的示例流程的流程图。
[0075]图40示出了 CMOS图像传感器的典型示例结构。
[0076]图41示出了成像设备的典型示例结构。
[0077]图42是示出了计算机的典型示例结构的框图。
【具体实施方式】
[0078]下面将对用于实施本发明的模式(在下文中称为实施方式)进行说明。将按照如下顺序进行解释。
[0079]1.第一实施方式(CMOS图像传感器)
[0080]2.第二实施方式(CMOS图像传感器)
[0081]3.第三实施方式(成像设备)
[0082]4.第四实施方式(计算机)
[0083]1.第一实施方式
[0084]A/D 转换
[0085]在普通图像传感器中，读取存储于单位像素的受光单元(诸如光电二极管等)中的电荷作为信号电压(像素信号)，并进行模拟-数字转换(模拟/数字(A/D)转换)。
[0086]在该A/D转换中，例如，将信号电压与正在变化的参考电压进行比较，并当参考电压变成与信号电压相等时，对信号电压进行数字转换(例如，参见日本专利申请特开第2005-278135号公报(在下文中称为专利文献2))。
[0087]图1示出的列A/D转换单元10是以此方式进行A/D转换的处理单元，并且对从单位像素中读取的像素信号进行A/D转换。图1示出的列A/D转换单元10包括参考电压生成单元11、比较单元12以及时序测量单元13。参考电压生成单元11产生具有在预定电压范围内进行变化的值的参考电压Vref，并将参考电压Vref供给至比较单元12。比较单元12将输入信号Vx(从像素中读取的模拟像素信号)的电压与由参考电压生成单元11产生的参考电压Vref进行比较，并将比较结果Vco供给至时序测量单元13。时序测量单元13对从比较开始直至比较结果Vco的值变化为止的周期进行测量(计数)，将所述周期的长度(计数值)视为输入信号Vx的数字值(进行A/D转换之后的值)，并将该数字值输出作为数字输出Do。
[0088]图2是示出了由列A/D转换单元10进行的这种A/D转换的示例的时序图。
[0089]如图2所示，参考电压Vref以斜坡状方式扫描电压。输入信号Vx被输入，其中，像素输出具有偏差分量(噪声分量)作为第一模拟信号，并且通过将信号分量Vsig加上该偏差分量而获得的Vsig+A V是第二模拟信号。
[0090]例如，时序测量单元13使用能够在递增计数和递减计数之间进行转换的计数器，并且借助计数器时钟对直到比较结果Vco变化为止的时间进行测量。这里，对第一模拟信号进行递减计数，并对第二模拟信号进行递增计数。因此，将第二模拟信号减去第一模拟信号，以最终获得仅由数字化信号分量Vsig形成的输出Do。
[0091]然而，使用该方法，转换时间可能随着阶梯精度而增加。通常，当A/D转换中的转换精度(每阶的电压)增加时，其中可以执行转换的输入电压范围(动态范围)变小。可以替代地，在输入电压范围(动态范围)固定的情况下，随着阶数的增加，转换时间可能增加(速度降低)或功耗可能增加。
[0092]例如，为了增加转换精度，在由时钟频率所确定的参考电压与信号电压相同的时候的检测精度保持不变的情况下，使参考电压的斜率减小。在阶数保持不变的情况下，所需的时钟数量不发生变化。因此，虽然电功率和速度不发生变化，但是参考电压的幅度变小。因此，其中可以执行A/D转换的输入电压范围变得更小。在这种情况下，如果阶数增加，则需要更大量的时钟，从而造成速度降低且电功率增大。然而，参考电压的幅度变得更大，并且其中可以执行A/D转换的输入电压范围变得更小。
[0093]当然，如果提高时钟频率，则可以在无需降低参考电压的斜率的情况下提高转换精度，并且使A/D转换速度不发生变化。然而，功耗会明显地变大。
[0094]也就是说，随着转换精度的提高，输入电压范围会变小，或者速度或电功率会降低。为了在相同的输入电压范围内四倍地提高转换精度，就需要四倍地增加时钟数量。
[0095]A/D转换的转换精度(每阶的电压)由包括在信号电压中的噪声水平和在图像显影期间将要执行的放大(增益)的程度确定。例如，如图3所示，在图像传感器中，除当读取信号时产生的噪声Ndark外，相对于与入射光强度成比例产生的信号电荷N产生V N的光子散粒噪声。因此，噪声量随着入射光强度增加。当环境暗时，信号小，且噪声的绝对值也小。当环境亮时，信号大，且噪声的绝对值也大。因此，由A/D转换精度确定的量化噪声的影响随信号大小(取决于信号是亮还是暗)而变化。在较亮区域中，光子散粒噪声具有支配性，并且所需的A/D转换精度可以低。
[0096]通常，为了使A/D转换的量化噪声明显，优选地，将A/D转换的转换精度设定为比读取噪声和光子散粒噪声的总噪声水平更低的值。然而，高转换精度需要牺牲转换速度和功耗。
[0097]鉴于此，如图3所示，在低噪声水平的低入射光区域中使用较高转换精度(较低的每阶电压)D1，在光子散粒噪声比量化噪声更有支配性的高入射光区域中使用低转换精度D2。以这种方式，改善了 A/D转换的转换速度和功耗，也不会因量化噪声而造成实际图像质量劣化(例如，参见日本专利申请特开第2011-211535号公报(在下文中称为专利文献3))。
[0098]根据该方法，使用相同的信号电压和具有不同斜率的参考电压以分时方式执行两次以上A/D转换，获得具有不同转换精度的数字值，并且取决于信号电压范围对具有不同转换精度的数字值进行切换。因此，可以通过在相同计数器时钟频率下改变参考电压Vref的斜率来实现阶梯精度切换。当然，也能够改变计数器时钟频率而不改变参考电压Vref的斜率。然而，降低频率会导致A/D转换速度的降低。因此，优选改变参考电压Vref的斜率。
[0099]如图4的时序图所示，根据该方法，对第一模拟信号和第二模拟信号进行参考电压Vref具有小斜率或高阶梯精度的A/D转换，并且对第二模拟信号和第三模拟信号进行参考电压Vref具有增大的斜率或较低阶梯精度D2的A/D转换。针对第三模拟信号的A/D转换是用于减去偏差分量的处理。也就是说，第一模拟信号和第三模拟信号为偏差分量(噪声分量)Ο
[0100]将阶梯精度翻倍相当于将斜率减半。在相同的输入信号范围内执行A/D转换的情况下，所需的转换时间会翻倍。在图4示出的实例中，阶梯精度D1的输入信号范围减小，使得仅在信号分量Vsig小的区域中使用高阶梯精度D1，并且在信号分量Vsig大的区域中使用相对低阶梯精度D2。因此，执行两次AD转换花费的转换时间几乎是在仅使用阶梯精度D2的情况下所需的转换时间的两倍。然而，在将转换精度D1设定为D2的精度的四倍的情况下，该转换时间几乎为仅使用阶梯精度D1的情况下所需的转换时间的一半。
[0101]然而，根据该方法，需要对作为信号分量的第二模拟信号执行两次转换。尽管需要对偏差分量(第一模拟信号和第三模拟信号)执行两次转换，但是偏差分量通常具有比信号分量更小的幅度。因此，参考电压的幅度小，且各偏差分量的转换时间比信号分量的转换时间短。因此，需要对信号分量(第二模拟信号)执行两次转换的事实对于A/D转换速度的降低影响很大。
[0102]鉴于此，已经提出了如下方法:通过确定信号电压的大小，根据该确定结果选择不同的放大因子并放大信号电压，由此根据针对信号分量的A/D转换周期中的信号电压范围来切换A/D转换的转换精度(例如，参见日本专利申请特开第2004-15701号公报(在下文中称为专利文献4))。
[0103]根据该方法，进行检查以确定与像素输出相关的预定电压的大小，并根据该结果将模拟信号放大。此时，虽然A/D转换的阶梯精度未发生变化，但是在A/D转换之前将模拟信号放大。于是，就关于信号分量的输入电压而言，相当于1个LSB的电压可以被减小。也就是说，能够在信号幅度小且入射光强度低的区域中执行具有高阶梯精度的A/D转换。
[0104]然而，根据该方法，由于像素输出以模拟方式被放大，因此，放大器电路的放大因子的变化可能作为固定模式噪声而被重叠。除非对减去偏差分量AV的信号分量Vsig进行模拟放大，否则动态范围可能随着偏差分量△ V的放大而缩小(输入饱和)。因此，需要在模拟区域中执行减法处理，这导致了可能增加电路面积和功耗并且可能增大因模拟计算精度的限制所造成的噪声等。
[0105]鉴于此，已经提出了通过改变参考电压的斜率来实现A/D转换的转换精度的方法(例如，参见专利文献1)。根据该方法，两个A/D转换电路连接至相同的像素输出信号，并且具有不同斜率的参考电压Vref 1和Vref2从两个参考电压生成单元输入至对应的A/D转换电路。以这种方式，以两个阶梯精度执行A/D转换。
[0106]然而，在这种情况下，电路面积和功耗翻倍。因此，提出了另一种方法。根据该方法，使用单个AD转换电路，判定单元确定像素输出信号的大小，并且根据该确定的结果选择具有两个不同斜率的参考电压Vrefl和Vref2中的一者。比较单元对偏差分量A V进行模拟减法处理，并且对差分信号(Vsig)进行一次A/D转换。
[0107]然而，在这种情况下，用比较电路在模拟区域中执行偏差分量减法处理。因此，为了实现足够低的噪声水平，需要增大比较电路的电容Cin，因此，与在数字区域中执行减法处理的情况下的电路面积和功耗相比，电路面积和功耗可能会变得更大。
[0108]另外，增加了用于确定像素输出信号的大小的判定单元。然而，该判定单元的比较精度(偏移误差)不同于用于A/D转换的比较单元的比较精度(偏移误差)。因此，需要通过以提供更宽的电压范围的参考电压来补偿该误差。这是因为，即使判定单元确定了低入射光区域(输出幅度小的区域)，A/D转换的比较单元也可能由于偏移误差而处于参考电压V