41]2.第二实施方式
[0242]分布常数
[0243]如上在第一实施方式中所述，在CMOS图像传感器100中，参考电压Vrefl和参考电压Vref2连接至列A/D转换单元151。例如，如图20所示，四列A/D转换单元151 (列A/D转换单元151-1至151-4)可以被并联布置。
[0244]在这种情况下，寄生电阻Rref会被施加至从参考电压生成单元131或参考电压生成单元132延伸至各列A/D转换单元151的配线。在各个列A/D转换单元151中，诸如比较单元162-1至162-4中的对应一者的输入电容Ci等寄生电容被施加为分布常数。
[0245]在将第一模拟信号与参考电压Vrefl进行比较的情况下，分布常数如图21所示。在将第一模拟信号与参考电压Vref 2进行比较的情况下，分布常数如图22所示。也就是说，在这些情况下，所有列A/D转换单元151连接至参考电压Vrefl或连接至参考电压Vref2。
[0246]另一方面，例如，在使用参考电压Vrefl对所有第二模拟信号进行A/D转换的输出范围中，所述连接状态变成如图21所示，并且分布常数与使用参考电压Vrefl对第一模拟信号进行A/D转换的情况相同。
[0247]因此，如图23所示，即使在1至4各列的参考电压Vrefl中因寄生电阻和寄生电容产生诸如Vrefl_l至Vrefl_4的延迟偏差，在第一模拟信号的A/D转换和第二模拟信号的A/D转换期间的各个节点处的延迟(各列中在由双箭头301指示的周期期间内的延迟和由双箭头302指示的周期期间内的延迟)仍彼此相同。因此，所有A/D转换结果均为正确的，并且输出相当于Vsig的数字值。为了简化，图23未示出使用Vref2的第一模拟信号的A/D转换的周期和亮度确定周期。
[0248]这也适用于其中使用参考电压Vref2对所有第二模拟信号进行A/D转换的输出范围的情况。也就是说，在第二模拟信号的A/D转换周期期间，出现图22所示的分布常数电路。因此，各Vref2_x节点处的延迟与在第一模拟信号的AD转换周期期间的那些延迟相同，并且对信号分量Vsig进行正确的数字转换。
[0249]然而，在第二模拟信号的情况下，各列的第二模拟信号VI至V4的电压范围可能在参考电压Vrefl的A/D转换范围和Vref2的A/D转换范围中共存，或者高电压和低电压相对于预定确定值共存。此时，根据各列的列A/D转换单元151中的确定结果来选择参考电压Vrefl或参考电压Vref2。
[0250]例如，列1的第二模拟信号VI和列4的第二模拟信号V4具有比预定确定值更小的信号幅度，并且列2的第二模拟信号V2和列3的第二模拟信号V3具有比预定确定值更大的信号幅度。在这种情况下，针对列1和列4选择参考电压Vrefl，并针对列2和列3选择参考电压Vref2。
[0251]此时，分布常数如图24所示。也就是说，在这种情况下的分布常数与图21示出的示例和图22示出的示例不同。
[0252]在关注图24示出的实例中的参考电压Vrefl时，如图25所示，各列的参考电压Vrefl_x的延迟在由双箭头301指示的周期与由双箭头302指示的周期之间是不同的。特别地，远离参考电压生成单元131和参考电压生成单元132布置的列4的参考电压Vref 1_4具有减小的负载，因此具有较短的延迟。因此，相对于使用列1的参考电压Vref 1_1获得的Vsig，该输出值具有误差AVd，该误差相当于使用列4的参考电压Vref 1_4的延迟的减小。
[0253]实际上，列1的参考电压Vrefl_l也具有比图23中的延迟更短的延迟，并且具有相对于Vsig的误差。然而，该误差小于列4的参考电压Vref 1_4的误差，因此，为了简化，未在图25中示出列1的参考电压Vrefl_l的误差。在图25中，也未示出在由双箭头302指示的周期期间列2的参考电压Vren_2和列3的参考电压Vrefl_3的波形，但类似列4的参考电压Vref 1_4那样，更短的延迟导致时序的差别。其同样适用于关注参考电压Vref 2的情况。
[0254]该误差变化取决于第二模拟信号以什么样的位置以及什么样的速度被分布并包含在分配有不同阶梯精度的电压范围内。因此，不易于在后期图像处理阶段校正该误差，并且作为噪声的误差可能会劣化图像质量。
[0255]分布常数的改善
[0256]鉴于上述情况，信号处理装置被设计成包括:比较单元，其将从单位像素输出的模拟信号与预定电压进行比较；切换单元，其根据需要对将被供给至比较单元的参考电压进行切换，将参考电压中的一者连接至比较单元，并将其它的参考电压连接至预定负载电容，这些参考电压具有彼此不同的阶梯精度；以及测量单元，其测量在由比较单元进行的模拟信号与通过由切换单元进行的切换控制供给至比较单元的参考电压之间的比较的结果中的的变化时序。
[0257]利用这种结构，在第一模拟信号的A/D转换的情况下和在第二模拟信号的A/D转换的情况下信号处理装置可以具有各列的恒定的常数分布。也就是说，在各列中，能够减小第一模拟信号的A/D转换与第二模拟信号的A/D转换之间的延迟偏差，并且能够更准确地获得信号分量Vsig作为数字值。因此，能够抑制A/D转换误差的产生。
[0258]应当注意，负载电容可以为比较单元的等效电容或近似电容。
[0259]通过使负载电容尽可能的接近比较单元的等效电容，信号处理装置能够更准确地使各列中的延迟均等化，并且更准确地获得信号分量Vsig作为数字值。
[0260]可以存在比较单元、切换单元和测量单元的一个以上组合。在各组合中，可以经由用于放大信号水平的放大器将参考电压供给至切换单元。另外，针对于各组合之中的各阶梯精度，放大器的输出可以互相连接。
[0261]设置有缓冲器，参考电压经由缓冲器供给至比较单元。利用这种结构，信号处理装置能够防止在比较单元中产生的噪声的传播。在这种情况下，也可以设置有列共用线。借此，信号处理装置能够使偏移差异在各列之间变得平滑化。在这种情况下，虽然在切换单元中存在负载电容，信号处理装置也能够更准确地获得作为数字值的信号分量Vsig。
[0262]信号处理装置可以进一步包括选择单元，其根据由比较单元进行的模拟信号与至少一个预定确定值之间的比较的结果而选择阶梯精度彼此不同的参考电压中的一者。根据由选择单元进行的选择的结果，切换单元可以控制各参考电压至比较单元或负载电容的连接。
[0263]利用这种结构，如第一实施方式所述，信号处理装置能够减小源于确定处理的比较精度(偏移误差)的参考电压范围裕度，并获得增加速度或减小功耗的效果。
[0264]另外，可以从供给有具有多个参考电压之中较高的阶梯精度的参考电压的参考电压生成单元供给预定确定值。
[0265]利用这种结构，如第一实施方式所述，信号处理装置能够进一步减小源自比较精度(偏移误差)的参考电压范围裕度。
[0266]另外，在作为由比较单元进行的比较的结果将模拟信号确定为小于预定确定值的情况下，选择单元可以选择多个参考电压之中的具有较高阶梯精度的参考电压。在模拟信号被确定为大于预定确定值的情况下，选择单元可以从多个参考电压之中选择具有较低的阶梯精度的参考电压。接着，切换单元可以将由选择单元选择的参考电压连接至比较单元，并将其它参考电压连接至负载电容。
[0267]利用这种结构，如第一实施方式所述，信号处理装置不仅能够在不需增加电路的数量的情况下供给预定确定值，而且还能够消除电压设定误差。
[0268]另外，比较单元可以将作为像素的噪声信号的第一模拟信号和作为含有像素的数据的信号的第二模拟信号与参考电压进行比较。测量单元可以计算由比较单元进行的第一模拟信号和参考电压间的比较的结果中变化的时序的测量结果与由比较单元进行的第二模拟信号和参考电压间的比较的结果中变化的时序的测量结果之间的差。
[0269]由此，如第一实施方式所述，信号处理装置能够在数字区域中进行减法处理以去除偏差分量，并且能够抑制因减法处理而造成的电路规模和功耗的增加。
[0270]另外，对于第一模拟信号，选择单元可以顺序地选择各参考电压，切换单元可以将由选择单元选择的参考电压连接至比较单元并且将另一个参考电压连接至负载电容，并且处于切换单元的控制下的比较单元可以顺序地比较第一模拟信号与各参考电压。对于第二模拟信号，选择单元可以根据由比较单元进行的第二模拟信号与至少一个预定确定值之间的比较的结果而选择一个参考电压，切换单元可以将由选择单元选择的参考电压连接至比较单元并将另一个参考电压连接至负载电容，并且处于切换单元的控制下的比较单元可以比较第二模拟信号与由选择单元选择的参考电压。测量单元可以计算在第二模拟信号和由选择单元选择的参考电压间的比较的结果中的变化的时序的测量结果与在第一模拟信号和由选择单元选择的参考电压间的比较的结果中的变化的时序的测量结果之间的差。
[0271]利用这种结构，如第一实施方式所述，能够使用任意阶梯精度对第二模拟信号(信号分量+偏差分量)进行A/D转换。
[0272]另外，信号处理装置可以进一步包括用于向切换单元供给参考电压的参考电压供给单元。
[0273]利用这种结构，如第一实施方式所述，信号处理装置能够容易地对参考电压进行扫描控制。
[0274]另外，参考电压供给单元可以将参考电压供给至比较单元以使第一模拟信号和第二模拟信号在从较低侧朝向较高侧的第一比较方向上与预定范围内的电压进行比较，或在从较高侧朝向较低侧的第二比较方向上与预定范围内的电压进行比较。切换单元可以连接由选择单元在从参考电压供给单元供给的多个参考电压中选择的参考电压，并且将其它的参考电压连接至负载电容。
[0275]利用这种结构，如第一实施方式所述，比较单元能够将第一模拟信号和第二模拟信号与预定电压范围内的参考电压进行比较。
[0276]另外，参考电压供给单元可以将参考电压供给至切换单元，使得以阶梯精度的顺序并在与前一个参考电压的比较方向相反的比较方向上将第一模拟信号与参考电压进行比较。
[0277]利用这种结构，如第一实施方式所述，信号处理装置缩短了各A/D转换所需的稳定周期，并且能够实现甚至更高的速度。
[0278]另外，参考电压供给单元可以将由选择单元选择的参考电压供给至切换单元，以使在与参考电压和第一模拟信号之间的比较的方向相同的比较方向上将第二模拟信号与参考电压进行比较。
[0279]利用这种结构，如第一实施方式所述，信号处理装置能够实现低噪声A/D转换，而不会因取决于参考电压的扫描方向而变化的非线性特性(滞后)而造成偏差分量(或第一模拟信号)的移除精度的降低。
[0280]另外，参考电压供给单元可以供给在多个参考电压之中具有最高阶梯精度的参考电压，使得在第二比较方向上进行与在上述范围内的电压的比较，并且可以供给具有最低阶梯精度的参考电压，使得在第一比较方向上进行与在上述范围内的电压的比较。
[0281]利用这种结构，如第一实施方式所述，信号处理装置能够根据由比较单元以预定电压确定的结果改变的逻辑值利用具有各种阶梯精度对第二模拟信号进行A/D转换。因此，直至比较单元在A/D转换之前变化至稳定逻辑值为止无需待机，并且信号处理装置能够实现甚至更高的速度。
[0282]本技术也能够被实现为用于信号处理装置的信号处理方法。
[0283]另外，成像装置可以被设计成包括:像素阵列，其包括布置在其中的单位像素，各单位像素包括用于对入射光进行光电转换的光电转换元件；比较单元，其用于将从像素阵列的单位像素输出的模拟信号与预定电压进行比较；切换单元，其对将被供给至比较单元的参考电压进行切换，将参考电压中的一者连接至比较单元，并将其它的参考电压连接至预定负载电容，参考电压具有彼此不同的阶梯精度；以及测量单元，其测量在由比较单元进行的模拟信号与通过由切换单元进行的切换控制而被供给至比较单元的参考电压之间的比较的结果中的变化的时序。
[0284]另外，成像装置可以被设计成包括:成像单元，其对物体进行成像；以及图像处理单元，其对通过由成像单元进行的成像而获得的图像数据进行图像处理。成像单元包括:像素阵列，其包括布置在其中的单位像素，各单位像素包括用于对入射光进行光电转换的光电转换元件；比较单元，其用于将从像素阵列的单位像素输出的模拟信号与预定电压进行比较；切换单元，其对将被供给至比较单元的参考电压进行切换，将参考电压中的一者连接至比较单元，并将其它的参考电压连接至预定负载电容，参考电压具有彼此不同的阶梯精度；以及测量单元，其测量在由比较单元进行的模拟信号与通过由切换单元进行的切换控制而被供给至比较单元的参考电压之间的比较的结果中的变化的时序。
[0285]也就是说，本技术能够被实现为信号处理装置，或能够被实现为进行与信号处理装置相同的信号处理的装置。可以通过软件实现部分或全部控制处理。
[0286]下面将更详细地对其进行说明。
[0287]切换单元的另一个示例
[0288]在图5中所示的CMOS图像传感器100中，例如，用图26中的所示的切换单元361替换切换单元161，以使在第一模拟信号的A/D转换与第二模拟信号的A/D转换之间，各列的恒定分布变得相同。
[0289]如图26所示，切换单元361包括负载电容(Cj)373以及开关371和开关372。
[0290]基于控制信号SWR1和控制信号SWR2的值，开关371将供给参考电压Vref l_x的参考电压生成单元131连接至比较单元162或负载电容373。例如，基于控制信号SWR1和控制信号SWR2的值，开关371将参考电压生成单元131连接至比较单元162，并将参考电压生成单元131与负载电容373断开。此外，例如，基于控制信号SWR1和控制信号SWR2的值，开关371将参考电压生成单元131与比较单元162断开，并将参考电压生成单元131连接至负载电容373。
[0291]基于控制信号SWR1和控制信号SWR2的值，开关372将供给参考电压Vref2_x的参考电压生成单元132连接至比较单元162或负载电容373。例如，基于控制信号SWR1和控制信号SWR2的值，开关372将参考电压生成单元132连接至比较单元162，并将参考电压生成单元132与负载电容373断开。此外，例如，基于控制信号SWR1和控制信号SWR2的值，开关372将参考电压生成单元132与比较单元162断开，并将参考电压生成单元132连接至负载电容373。
[0292]换言之，开关371和开关372选择将被连接至比较单元162和负载电容373的参考电压生成单元。也就是说，基于控制信号SWR1和控制信号SWR2的值，开关371和开关372将参考电压生成单元131和132中的一者连接至比较单元162，并将另一者连接至负载电容373。
[0293]负载电容(Cj) 373被设计成等于或近似于比较单元162的输入电容Ci的值。例如，负载电容373由电容器形成。
[0294]由于切换单元361用于各列A/D转换单元151中，因此在具有不同阶梯精度的参考电压的选择共存(如图24所示的情况)的情况下，分布常数变成如图27所示。也就是说，像通过图21和图22示出的示例中的分布常数那样，能够在所有列中减小第一模拟信号的A/D转换与第二模拟信号的A/D转换之间的参考电压Vref的延迟偏差。
[0295]因此，如图28所示，在由双箭头301指示的周期和由双箭头302指示的周期之间各列的参考电压Vref l_x的延迟相同，并且能够准确地获得信号分量Vsig作为数字值。对于参考电压Vref2_x，当然能够减小延迟偏差。也就是说，能够抑制A/D转换误差的产生。
[0296]切换单元361的负载电容(Cj) 373被设计成等于或近似于比较单元162的输入电容Ci的值。例如，比较单元162具有如图8所示的结构。在这种情况下，比较单元162的输入电容是由电容器Caz、晶体管Ml和晶体管M2的电容形成的。
[0297]因此，例如，如图29所示，负载电容373可以由使用电容器Caz、晶体管Ml和晶体管M2的等效电路形成。
[0298]可替代地，例如，如图30所示，负载电容373可以形成有这样的电路:其中，晶体管Ml被具有与晶体管Ml的电容近似的电容的电容器Cml替代，且晶体管M2被具有与晶体管M2的电容近似的电容的电容器Cml替换的电路。当然，可以使用电容器仅替换晶体管Ml和M2中的一者。
[0299]另外，例如，如图31所示，负载电容373可以由具有与电容器Caz、晶体管Ml和晶体管M2的电容的组合电容等效或近似的电容的单个电容器形成。
[0300]电容值的更准确的再现
[0301]图29示出的示例中的负载电容(Cj)373是再现图8示出的比较单元162的输入电容Ci的等效电路。电容器Caz消除参考电压偏移，晶体管Ml初始化电容器Caz，并且晶体管M2对应于比较单元162的输入晶体管M2。
[0302]然而，在比较单元162中，输入晶体管M2随着源极电压追随栅极电压而工作。在图29示出的等效电路中，晶体管M2的源极接地，因此，其源极电压不随栅极电压的变化而变化，这导致了不同的操作区域。因此，在使用与比较单元162的输入晶体管M2相同的晶体管作为图29中的等效电路的晶体管M2的情况下，可能无法准确地再现电容值。
[0303]即使通过模拟等对电容值进行调节，并且对图29示出的晶体管M2的尺寸进行优化，但是依然难以准确地调节位于彼此不同的操作区域中的两个晶体管的栅极电容，这是因为晶体管的输入电容取决于诸如工艺变化、温度依赖性和电压变化等各种条件而发生变化。
[0304]在图30示出的示例中的负载电容373中，图29示出的晶体管Ml和晶体管M2分别由具有与比较单元162的晶体管Ml和输入晶体管M2的电容近似的电容的电容器替代。
[0305]另外，在图31示出的示例的负载电容373中，使用单个电容器替代比较单元162的输入电容。在使用这种电容器的情况下，也可能使用诸如金属-绝缘体-金属电容等具有与用于形成比较单元162的输入电容的元件不同结构的电容。因此，由于工艺变化、温度依赖性等的影响，更加难以准确地将等效电路的输入电容(也称为伪负载电容)的电容值调节成比较单元162的输入电容的电容值。
[0306]使用上述任意负载电容373均难以准确地再现比较单元162的输入电容(或准确地将伪负载电容的电容值调节成比较单元162的输入电容的电容值)。
[0307]更准确的等效电路
[0308]为了更准确地将伪负载电容的电容值调节至比较单元162的输入电容的电容值，将与连接至比较单元162的输入部的输入晶体管相同的晶体管(下文中将该晶体管称为伪输入晶体管)作为伪负载电容连接。在这种情况下，伪输入晶体管需要在与连接至比较单元162的输入晶体管相同的操作区域中进行操作，以便更准确地再现连接至比较单元162的输入晶体管的输入电容。
[0309]鉴于此，例如，如图32所示，将与比较单元162相同的电路(该电路也被称为伪比较单元)用作负载电容(Cj)373。伪比较单元(负载电容373)是仅再现比较单元162的输入晶体管的输入电容且实际上不进行任何比较的伪比较单元。
[0310]也就是说，为了对比较单元162的输入晶体管的操作区域与负载电容373的输入晶体管(伪输入晶体管)的操作区域进行彼此调节，伪输入晶体管和围绕伪输入晶体管的电路具有与在比较单元162的输入晶体管的情况下相同的电路构造。
[0311]用作负载电容373的伪比较单元(图32)的一个输入端子连接至开关371或开关372 (或者参考电压Vref l_x或参考电压Vref 2_x)，另一个输入端子连接至固定电位。伪比较单元(图32)的输出为开路(或处于开路状态)。
[0312]如上所述，由于比较单元162和负载电容373被形成为具有相同的结构，因此连接至伪负载电容的输入晶体管能够在与比较单元162的输入晶体管相同的操作区域中连续地操作。也就是说，伪负载电容(负载电容373)能够更准确地再现比较单元162的输入电容。换言之，使用图32示出的负载电容373，CMOS图像传感器100能够更有效地抑制A/D
转换误差的产生。
[0313]负载电容373还可以包括偏置晶体管，该偏置晶体管供给与要被供给至比较单元162的输入晶体管的电流相同的电流值，或者供给在操作区域不发生变化的范围内近似于要被供给至比较单元162的输入晶体管的电流的电流值。
[0314]在图33示出的实例中，负载电容(Cj) 373包括输入晶体管M2、将恒定电流供给至输入晶体管M2的电流源晶体管M3、消除参考电压偏移的电容器Caz以及初始化电容器Caz的开关晶体管Ml。
[0315]在该实例中，经由电流源晶体管M3，将与要被供给至比较单元162(图8)的差分对的电流相同的电流值或在操作区域不发生变化的范围内近似于要被供给至比较单元162的差分对的电流的电流值供给至输入晶体管M2。借此，输入晶体管M2能够在与比较单元162的输入晶体管M2相同的操作区域中进行操作。也就是说，伪负载电容(负载电容373)能够更准确地再现比较单元162的输入电容。换言之，使用图33示出的负载电容373，CMOS图像传感器100能够更有效地减小A/D转换误差的产生。
[0316]另外，伪输入晶体管的源极可以浮动。在图34示出的实例中，负载电容(Cj)373包括输入晶体管M2、消除参考电压偏移的电容器Caz、初始化电容器Caz的开关晶体管M1、初始化输入晶体管M2的开关晶体管M4以及将输入晶体管M2连接至固定电位的开关晶体管M3。由于如图34所示晶体管M2的源极为浮动的，因此体管M2的源极电压随着栅极电压而变化。由于比较单元162(图8)的输入晶体管M2使用从电流源晶体管M3供给的电流在饱和区域中操作，因此源极电压随着栅极电压变化。如上所述，因为以与比较单元162(图8)的输入晶体管M2相同的方式操作，所以图34中的晶体管M2能够更准确地再现输入晶体管