电动助力转向装置的制作方法

本发明涉及一种电动助力转向装置，该电动助力转向装置具备“至少基于转向扭矩运算出电流指令值”的扭矩控制系统和“基于电流指令值对流经电动机(例如，该电动机为通过矢量控制来进行驱动控制的无刷电动机。)的电动机电流值进行控制”的电流控制系统。本发明尤其涉及一种电动助力转向装置，该电动助力转向装置具有“衰减掉特定的频率带成分，并且，不会导致相位延迟”的处理功能，能够准确地抑制振动和异常音的发生。

背景技术：

利用电动机的旋转力对车辆的转向系统进行辅助控制的电动助力转向装置(eps)，将电动机的驱动力经由减速装置通过诸如齿轮或皮带之类的传送机构，将转向辅助力(辅助力)赋予给转向轴或齿条轴。为了准确地产生转向辅助力的扭矩，这样的现有的电动助力转向装置进行电动机电流的反馈控制。反馈控制通过调整电动机外加电压，以便使电流指令值与电动机电流检测值之间的差变小，一般来说，通过调整pwm(脉冲宽度调制)控制的占空比(dutyratio)来进行电动机外加电压的调整。

参照图1对电动助力转向装置的一般结构进行说明。如图1所示，转向盘(方向盘)1的柱轴(转向轴或方向盘轴)2经过减速齿轮3、万向节4a和4b、齿轮齿条机构5、转向横拉杆6a和6b，再通过轮毂单元7a和7b，与转向车轮8l和8r相连接。另外，在柱轴2上设有用于检测出转向盘1的转向扭矩th的扭矩传感器10以及用于检测出转向角θ的转向角传感器14，对转向盘1的转向力进行辅助的电动机20通过减速齿轮3与柱轴2相连接。电池13对用于控制电动助力转向装置的控制单元(ecu)100进行供电，并且，经过点火开关11，点火(ig)信号被输入到控制单元100中。控制单元100基于由扭矩传感器10检测出的转向扭矩th和由车速传感器12检测出的车速vs，进行辅助(转向辅助)指令的电流指令值的运算，由“通过对电流指令值实施补偿等后而得到的”电压控制指令值vref来控制供应给eps用电动机20的电流。

此外，转向角传感器14并不是必须的，也可以不设置转向角传感器14。还有，也可以从与电动机20相连接的诸如分解器之类的旋转传感器处获得转向角。

另外，用于收发车辆的各种信息的can(controllerareanetwork，控制器局域网络)50被连接到控制单元100，车速vs也能够从can50处获得。此外，用于收发can50以外的通信、模拟/数字信号、电波等的非can51也可以被连接到控制单元100。

尽管控制单元100主要由mcu(microcontrollerunit，微控制器单元)(也包含cpu(centralprocessingunit，中央处理单元)、mpu(microprocessorunit，微处理器单元)等)来构成，但该mcu内部由程序执行的一般功能如图2所示。

参照图2对控制单元100的功能和动作进行说明。如图2所示，由扭矩传感器10检测出的转向扭矩th和由车速传感器12检测出的(或来自can50的)车速vs被输入到用于运算出电流指令值iref的电流指令值运算单元101中。电流指令值运算单元101基于被输入进来的转向扭矩th和车速vs并且利用辅助图(assistmap)等，来运算出作为供应给电动机20的电动机电流的控制目标值的电流指令值iref。电流指令值iref被输入到“根据过热保护条件来限制最大电流”的最大输出限制单元102中；被限制了最大电流的电流指令值irefh被输入到减法单元103中；减法单元103运算出电流指令值irefh与被反馈回来的电动机电流值im之间的电流偏差δi(＝irefh-im)；该电流偏差δi被输入到用于进行转向动作的特性改善的pi(比例积分)控制单元104中。在pi控制单元104中经过特性改善后得到的电压控制指令值vref被输入到pwm控制单元105中，再经过作为驱动单元的逆变器106来对电动机20进行pwm驱动。电动机电流检测器107检测出电动机20的电动机电流值im，由电动机电流检测器107检测出的电动机电流值im被反馈到减法单元103中。在逆变器106中使用作为驱动元件的场效应晶体管(fet)，并且，逆变器106由fet的电桥电路来构成。

在这样的电动助力转向装置中，因为装置的组成部件和周围物体会形成共振系统，并且，因这些共振系统的共振而产生振动、异常音等，所以期待抑制这些振动、异常音等，因此在现有技术中，已经提出了各种各样的对策。

例如，在日本专利第5456576号公报(专利文献1)中，提出了这样一种技术，即，其能够去除诸如柱轴、齿条之类的电动助力转向装置的组成部件或车辆前部结构的刚体部分的机械共振频率成分。在专利文献1中，通过使用“具有陡峭的衰减特性”的带切滤波器(带阻滤波器(bsf))或陷波滤波器，并且，还将其与二阶或更高阶的低通滤波器(lpf)组合起来，以便去除机械共振频率成分。

还有，在日本专利第5235536号公报(专利文献2)中，提出了这样一种技术，即，在辅助控制终端中，通过使用lpf来去除“因运算而产生的”噪声。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利第5456576号公报

专利文献2：日本专利第5235536号公报

技术实现要素：

发明要解决的技术问题

然而，在电动助力转向装置的控制单元100中，尽管“从转向扭矩th以及车速vs的输入到电流指令值irefh的输出”的控制系统(扭矩控制系统)和“从电流指令值irefh的输入到电动机电流值im的输出”的控制系统(电流控制系统)均周期性地进行控制，但在扭矩控制系统的运算周期ts_trq[sec]与电流控制系统的运算周期ts_cur[sec]之间的关系满足ts_trq≧ts_cur的情况下，电流控制系统中的电流指令值的更新周期会受到扭矩控制系统中的电流指令值的更新周期的影响。例如，在电流控制系统的运算周期ts_cur，对任意地操纵转向盘时的扭矩控制系统中的电流指令值进行fft(快速傅里叶变换)分析的话，则在每个“扭矩控制系统的运算频率fs_trq(＝1/ts_trq)的一半的频率”处，都会产生显著的功率谱(powerspectrum)。图3为示出了其样子的图。在图3中，横轴为频率[hz]，纵轴为功率谱[db]，图3示出了电流指令值的功率谱。如图3所示，在fs_trq/2的自然数倍的频率附近，如虚线所示那样，产生了陡峭的功率谱。这种现象是因为fs_trq/2相当于“针对扭矩控制系统中的电流指令值的采样的奈奎斯特频率(nyquist频率)”，所以在电流控制系统中的电流指令值中，在fs_trq/2的自然数倍的频率处，功率谱会变大。即使在使用无刷电动机的矢量控制型电动助力转向装置的场合，也存在与上述现象完全相同的现象。

当产生这样的陡峭的功率谱的时候，以与“是否存在电动助力转向装置的共振频率带(例如，从机械共振的几hz到几千hz的频率带)”无关的方式，陡峭的功率谱就会成为振动源，从而导致振动、异常音等。

在专利文献1中，因为以“去除机械共振频率成分”为目的，从而使用了在窄频带具有陡峭的衰减特性的滤波器，所以很难衰减掉“因频率带不同的如上所述那样的扭矩控制系统的运算周期与电流控制系统的运算周期之间的关系而产生”的功率谱，从而不能准确地抑制以该功率谱为振动源的振动、异常音等。还有，在专利文献2中，因为通过使用lpf来去除“因运算而产生的”噪声，所以也发生相同的问题。

因此，本发明是鉴于上述情况而完成的，本发明的目的在于提供一种电动助力转向装置(包括矢量控制型电动助力转向装置)，该电动助力转向装置通过衰减掉“因扭矩控制系统的运算周期与电流控制系统的运算周期之间的关系而产生”的功率谱，就能够准确地抑制以该功率谱为振动源的振动、异常音等。

解决技术问题的技术方案

本发明涉及一种电动助力转向装置，其具备“至少基于转向扭矩运算出电流指令值”的扭矩控制系统和“基于所述电流指令值对流经电动机的电动机电流值进行控制”的电流控制系统，本发明的上述目的可以通过下述这样实现，即：所述扭矩控制系统的运算周期与所述电流控制系统的运算周期相同，或者，所述扭矩控制系统的运算周期比所述电流控制系统的运算周期长，所述电流控制系统具备特定频率带去除单元，所述特定频率带去除单元衰减掉所述电流指令值中的“所述扭矩控制系统的运算频率的大约一半的频率与至少一个自然数相乘后得到”的频率成分，所述特定频率带去除单元由“用于设定衰减频率”的陷波滤波器来构成。

还有，本发明的上述目的还可以通过下述这样更有效地实现，即：所述特定频率带去除单元还具备相位延迟滤波器，所述相位延迟滤波器的截止频率被设定在低于要被所述陷波滤波器衰减掉的频率的低频侧，并且，所述相位延迟滤波器被串联连接到所述陷波滤波器；或，所述陷波滤波器由串联连接起来的多个陷波滤波器来构成；或，所述相位延迟滤波器为一阶相位延迟滤波器或二阶相位延迟滤波器；或，所述特定频率带去除单元输入“从所述扭矩控制系统输出的所述电流指令值”，或者，所述特定频率带去除单元输入“所述电流指令值与所述电动机电流值之间的电流偏差”；或，所述电动机为无刷电动机，通过矢量控制系统对所述无刷电动机进行驱动控制；或，所述矢量控制系统为3相反馈型矢量控制系统；或，所述矢量控制系统为2相反馈型矢量控制系统。

发明的效果

根据本发明的电动助力转向装置，因为通过使用用于衰减掉“扭矩控制系统的运算频率的一半的频率与自然数相乘后得到的频率成分”的陷波滤波器，或者，通过使用用于衰减掉“扭矩控制系统的运算频率的一半的频率与自然数相乘后得到的频率成分”的陷波滤波器和用于实现相位恢复的相位延迟滤波器，就能够衰减掉“因扭矩控制系统的运算周期与电流控制系统的运算周期之间的关系而产生”的功率谱，并且，还能够减少控制频率带的相位延迟，所以能够以与“是否存在电动助力转向装置的共振频率带(例如，从机械共振的几hz到几千hz的频率带)”无关的方式，准确地抑制以功率谱为振动源的振动、异常音等。

附图说明

图1是表示电动助力转向装置的概要的结构图。

图2是表示电动助力转向装置的控制单元(ecu)的结构示例的结构框图。

图3是表示电流指令值的功率谱的示例的图。

图4是表示本发明的结构示例的结构框图。

图5是表示特定频率带去除单元的结构示例(第1实施方式)的结构框图。

图6是表示陷波滤波器的幅度特性的一个示例的频率特性图。

图7是表示本发明的动作示例(第1实施方式)的流程图。

图8是表示应用了本发明之后的电流指令值的功率谱的示例的图。

图9是模拟了本发明的效果的波特图。

图10是表示本发明的效果的频率特性图。

图11是表示转向盘转向角的一个示例的特性图。

图12是用来表示本发明的效果的转向扭矩的模拟特性图。

图13是图12的放大图。

图14是表示特定频率带去除单元的其他的结构示例(第2实施方式)的结构框图。

图15是表示陷波滤波器的幅度特性的一个示例的频率特性图。

图16是表示本发明的动作示例(第2实施方式)的流程图。

图17是表示应用了本发明之后的电流指令值的功率谱的示例的图。

图18是模拟了本发明的效果的波特图。

图19是表示本发明的效果的频率特性图。

图20是表示转向盘转向角的一个示例的特性图。

图21是用来表示本发明的效果的转向扭矩的模拟特性图。

图22是图21的放大图。

图23是表示本发明的其他的结构示例(第3实施方式)的结构框图。

图24是表示能够应用本发明的矢量控制系统(3相反馈型)的一个示例的结构框图。

图25是表示能够应用本发明的矢量控制系统(2相反馈型)的一个示例的结构框图。

具体实施方式

在本发明中，通过使用像陷波滤波器那样的“在窄频带具有陡峭的衰减特性”的滤波器，来衰减掉“因扭矩控制系统的运算周期ts_trq与电流控制系统的运算周期ts_cur之间的关系而产生的”陡峭的功率谱，并且，通过串联连接相位延迟滤波器，使得能够进行“没有相位延迟”的处理。具体而言，在“ts_trq≧ts_cur”的情况下，通过使用陷波滤波器，来衰减掉在每个“扭矩控制系统的运算频率fs_trq(＝1/ts_trq)的一半的频率”处产生的陡峭的功率谱。因为，例如各个控制系统中的运算量不同，所以有时扭矩控制系统的运算周期ts_trq和电流控制系统的运算周期ts_cur会被设定成不同的周期，从而当扭矩控制系统的运算量大于电流控制系统的运算量的时候，有时会被设定成“ts_trq≧ts_cur”，在这种情况下，就会产生如上所述那样的功率谱。在“ts_trq＜ts_cur”的情况下，因为扭矩控制系统中的奈奎斯特频率(＝运算频率/2)大于电流控制系统中的奈奎斯特频率，所以能够抑制“如上所述那样的功率谱”的发生。

因为这样的陡峭的功率谱会成为振动源，从而导致振动、异常音等，所以通过使用陷波滤波器并且以针尖(pinpoint)方式来衰减掉所规定的频率带，这样就能够抑制对其他频率带造成的影响，并且还能够准确地抑制振动、异常音等。还有，通过将相位延迟滤波器连接到陷波滤波器的后一级，这样就防止了相位延迟的发生。此外，带阻滤波器中的“要阻止的频率带特别窄”的滤波器就是陷波滤波器。

下面，参照附图对本发明的实施方式进行说明。

与图2相对应的图4示出了本发明的实施方式的结构示例，对相同的结构赋予相同的附图标记，并且，省略它们的说明。

在本结构示例中，在最大输出限制单元102与减法单元103之间设置了特定频率带去除单元110，被限制了最大输出的电流指令值irefh被输入到特定频率带去除单元110中。还有，电流指令值运算单元101以及最大输出限制单元102构成了扭矩控制系统；特定频率带去除单元110、减法单元103、pi控制单元104、pwm控制单元105、逆变器106以及电动机电流检测器107构成了电流控制系统。扭矩控制系统在运算周期ts_trq进行扭矩控制，电流控制系统在运算周期ts_cur进行电流控制，并且，满足“ts_trq≧ts_cur”的关系。

例如，如图5(第1实施方式)所示那样，特定频率带去除单元110具有这样的结构，即，将3个陷波滤波器(陷波滤波器111、陷波滤波器112以及陷波滤波器113)串联连接起来，并且，将相位延迟滤波器115连接到最后一级。为了衰减掉在每个“扭矩控制系统的运算频率fs_trq(＝1/ts_trq)的一半的频率”处产生的功率谱，陷波滤波器111、陷波滤波器112以及陷波滤波器113的衰减频率分别被设定为“fs_trq/2”、“fs_trq”以及“fs_trq×3/2”。在这里，“衰减频率”指的是在滤波器的幅度特性中，幅度变成最小的频率，其有时还会被称为“陷波频率”、“中心频率”等。

陷波滤波器111、陷波滤波器112以及陷波滤波器113均被设计成二阶滤波器，还有，在将衰减频率设定为fe的情况下，可以通过下述式1的传递函数g来表示频率特性。

式1

其中，式子ωn＝ωd＝2π×fe成立，s为拉普拉斯运算子，并且，ζn和ζd均为衰减系数。

这种情况下的幅度特性例如成为如图6所示那样的衰减特性。在图6中，横轴为频率[hz]，纵轴为幅度(增益)[db]。从图6可知，在衰减频率fe处(在本示例中，fe为fs_trq/2)，幅度变成最小。

在设定了fe＝fs_trq/2之后，预先计算出并且被设定好的式1的参数被保持在陷波滤波器111中。还有，陷波滤波器111基于式1对被输入进来的电流指令值irefh进行变换。同样地，在设定了fe＝fs_trq之后，预先计算出并且被设定好的式1的参数被保持在陷波滤波器112中。还有，陷波滤波器112基于式1对被输入进来的电流指令值irefh1进行变换。同样地，在设定了fe＝fs_trq×3/2之后，预先计算出并且被设定好的式1的参数被保持在陷波滤波器113中。还有，陷波滤波器113基于式1对被输入进来的电流指令值irefh2进行变换。

此外，也可以按照图5所示的顺序以外的顺序将陷波滤波器111、陷波滤波器112以及陷波滤波器113连接起来。还有，也可以进一步设置“用来衰减掉频率fe＝fs_trq×2”的陷波滤波器。

相位延迟滤波器115为一阶相位延迟滤波器或二阶相位延迟滤波器，在将截止频率设定为fn和fd的情况下，可以通过下述式2的传递函数来表示相位延迟滤波器115。

式2

将满足“分母的截止频率fd＜分子的截止频率fn”的关系的相位延迟滤波器115定义为“一阶相位延迟滤波器”，并且，在本实施方式中，具有fd＜fe(＝被设定在最高频率一侧的陷波滤波器的衰减频率)的关系。

还有，将满足如下条件的滤波器定义为“二阶相位延迟滤波器”。即，该滤波器可以通过下述式3的传递函数来表示，并且，该滤波器具有“ωn＝2πfn”、“ωd＝2πfd”、“ζn＞0”以及“ζd＞0”的关系，还满足“fd＜fn”的关系。

式3

尽管在图4中没有被示出，但在扭矩控制系统的最大输出限制单元102与电流控制系统的特定频率带去除单元110之间存在“采样和保持单元”。因为扭矩控制系统的运算周期ts_trq与电流控制系统的运算周期ts_cur不同，所以电流控制系统无法以与扭矩控制系统同步的方式接收到“从扭矩控制系统输出的数据(电流指令值)”。因此，“采样和保持单元”存储“从扭矩控制系统输出的数据”(“采样和保持单元”对“从扭矩控制系统输出的数据”进行采样)，并且，“采样和保持单元”保持“从扭矩控制系统输出的数据”直到电流控制系统能够接收到它。通过这样做，就能够消除“数据丢失”的情况。此外，也可以将“采样和保持单元”配置在特定频率带去除单元110的内部。

在这样的结构中，参照图7的流程图对电流控制系统的动作示例进行说明。

从扭矩控制系统的最大输出限制单元102输出的电流指令值irefh被输入到电流控制系统的特定频率带去除单元110中(步骤s10)。

在特定频率带去除单元110中，陷波滤波器111输入电流指令值irefh，使用所保持的参数并且基于上述式1，对电流指令值irefh进行变换。经变换后得到的电流指令值irefh1被输入到下一级的陷波滤波器112中，同样地，陷波滤波器112基于上述式1，将电流指令值irefh1变换成电流指令值irefh2，然后，电流指令值irefh2被输入到陷波滤波器113中，同样地，陷波滤波器113基于上述式1，将电流指令值irefh2变换成电流指令值irefh3(步骤s20)。最后一级的相位延迟滤波器115对电流指令值irefh3进行相位处理(步骤s21)，就这样，特定频率带去除单元110输出经处理后得到的电流指令值irefn(步骤s30)。电流指令值irefn被输入到减法单元103中，然后，通过与上述相同的动作，来对电动机20进行pwm驱动(步骤s40)，由电动机电流检测器107检测出的电动机电流值im被反馈到减法单元103中(步骤s50)。

在运算周期ts_cur中重复进行上述动作。

图8示出了在将本发明应用在具有如图3所示的功率谱的电流指令值的情况下得到的结果。与图3相同，在图8中，横轴为频率[hz]，纵轴为功率谱[db]，图8示出了电流指令值的功率谱。通过对图3所示的功率谱和图8所示的功率谱进行比较可知，已经降低了在每个“运算频率fs_trq的一半的频率”处产生的陡峭的功率谱(用虚线表示的地方)。

此外，尽管如上所述那样在第1实施方式中，特定频率带去除单元110具备了3个陷波滤波器，但也可以按照想要衰减掉的功率谱的数目来改变陷波滤波器的数目。例如，在“因为在频率fs_trq/2处产生的功率谱非常大，所以只想要衰减掉该功率谱”的情况下，只要通过陷波滤波器111和相位延迟滤波器115来构成特定频率带去除单元110就可以了。或者，在还想要衰减掉在频率fs_trq×5/2处产生的功率谱的情况下，只要将“将频率fs_trq×5/2设定为衰减频率”的陷波滤波器追加到特定频率带去除单元110中就可以了。

接下来，对使用陷波滤波器的场合与使用lpf的场合的效果差异进行说明。

图9(a)的波特图中的粗线和图9(b)的波特图中的粗线分别表示在“将扭矩控制系统的周期设定为1ms(fs_trq＝1khz)，将衰减频率设定为fs_trq×1/2＝500hz，并且，通过500hz的陷波滤波器和一阶相位延迟滤波器来构成特定频率带去除单元110”的情况下的增益和相位。在这里，例如，一阶相位延迟滤波器具有这样的设定条件，即，将截止频率fn设定为600hz，将截止频率fd设定为300hz，并且，满足fd＜fe(500hz)的关系。与此形成对比的是，在通过一阶lpf300hz来构成特定频率带去除单元110的情况下，其频率特性就如图9(a)的细线和图9(b)的细线所示的那样。也就是说，被设定为对应于lpf300hz，以便在500hz处的增益存在匹配。图10示出了相位变化量的频率特性，其示出了“在50hz处的相位恢复了约4.5度”的场合。

接下来，参照图11、图12以及图13，对通过电动助力转向装置来进行转向时的计算机模拟的研究结果进行说明。在以如图11所示那样的转向盘转向角(扭力杆上侧的角度)来进行转向时的情况下，转向扭矩(扭力杆扭矩)的时间响应就如图12所示的那样。图12的粗线为基于陷波滤波器以及相位延迟滤波器的转向扭矩响应；图12的细线为应用了上述lpf的场合的转向扭矩响应。因为在图12中粗线和细线重叠在一起，所以很难将这两者区分开来，因此通过图13来示出“将图12的局部放大后”的情形。通过图13可以确认“因为相位能够恢复的影响，所以能够减少振动”的情形，图13示出了“改善了eps系统的稳定性，并且，还减少了因反馈环路的影响而产生的振动”的现象。

尽管在如上所述的第1实施方式中，特定频率带去除单元110是由陷波滤波器111、陷波滤波器112、陷波滤波器113以及相位延迟滤波器115来构成的，但是也可以如图14所示那样，由陷波滤波器111、陷波滤波器112、陷波滤波器113以及陷波滤波器114来构成特定频率带去除单元110(第2实施方式)。

也就是说，在第2实施方式中，如图14所示那样，特定频率带去除单元110具有这样的结构，即，将4个陷波滤波器(陷波滤波器111、陷波滤波器112、陷波滤波器113以及陷波滤波器114)串联连接起来。为了衰减掉在每个“扭矩控制系统的运算频率fs_trq(＝1/ts_trq)的一半的频率”处产生的功率谱，陷波滤波器111、陷波滤波器112、陷波滤波器113以及陷波滤波器114的衰减频率分别被设定为“fs_trq/2”、“fs_trq”、“fs_trq×3/2”以及“fs_trq×2”。

陷波滤波器111、陷波滤波器112、陷波滤波器113以及陷波滤波器114均被设计成二阶滤波器，还有，可以通过上述式1的传递函数g来表示频率特性。这种情况下的幅度特性例如成为如图15所示那样的衰减特性。在图15中，横轴为频率[hz]，纵轴为幅度(增益)[db]。从图15可知，在衰减频率fe处(在本示例中，fe为fs_trq/2)，幅度变成最小。

在设定了fe＝fs_trq/2之后，预先计算出并且被设定好的式1的参数被保持在陷波滤波器111中。还有，陷波滤波器111基于式1对被输入进来的电流指令值irefh进行变换。同样地，在设定了fe＝fs_trq之后，预先计算出并且被设定好的式1的参数被保持在陷波滤波器112中。还有，陷波滤波器112基于式1对被输入进来的电流指令值irefh1进行变换。同样地，在设定了fe＝fs_trq×3/2之后，预先计算出并且被设定好的式1的参数被保持在陷波滤波器113中。还有，陷波滤波器113基于式1对被输入进来的电流指令值irefh2进行变换。同样地，在设定了fe＝fs_trq×2之后，预先计算出并且被设定好的式1的参数被保持在陷波滤波器114中。还有，陷波滤波器114基于式1对被输入进来的电流指令值irefh3进行变换。此外，与如上所述的第1实施方式相同，在第2实施方式中，在扭矩控制系统的最大输出限制单元102与电流控制系统的特定频率带去除单元110之间存在“采样和保持单元”。

在这样的结构中，参照图16的流程图对电流控制系统的动作示例进行说明。

从扭矩控制系统的最大输出限制单元102输出的电流指令值irefh被输入到电流控制系统的特定频率带去除单元110中(步骤s10)。在特定频率带去除单元110中，陷波滤波器111输入电流指令值irefh，使用所保持的参数并且基于上述式1，对电流指令值irefh进行变换。经变换后得到的电流指令值irefh1被输入到下一级的陷波滤波器112中，同样地，陷波滤波器112基于上述式1，将电流指令值irefh1变换成电流指令值irefh2，然后，电流指令值irefh2被输入到陷波滤波器113中，同样地，陷波滤波器113基于上述式1，将电流指令值irefh2变换成电流指令值irefh3，接下来，电流指令值irefh3被输入到最后一级的陷波滤波器114中，同样地，陷波滤波器114基于上述式1，将电流指令值irefh3变换成电流指令值irefn(步骤s20)。就这样，特定频率带去除单元110输出经处理后得到的电流指令值irefn(步骤s30)。电流指令值irefn被输入到减法单元103中，然后，通过与上述相同的动作，来对电动机20进行pwm驱动(步骤s40)，由电动机电流检测器107检测出的电动机电流值im被反馈到减法单元103中(步骤s50)。

在运算周期ts_cur中重复进行上述动作。

图17示出了在将本发明应用在具有如图3所示的功率谱的电流指令值的情况下得到的结果。与图3相同，在图17中，横轴为频率[hz]，纵轴为功率谱[db]，图17示出了电流指令值的功率谱。通过对图3所示的功率谱和图17所示的功率谱进行比较可知，已经降低了在每个“运算频率fs_trq的一半的频率”处产生的陡峭的功率谱(用虚线表示的地方)。

此外，尽管如上所述那样在第2实施方式中，特定频率带去除单元110具备了4个陷波滤波器，但也可以按照想要衰减掉的功率谱的数目来改变陷波滤波器的数目。例如，在“因为在频率fs_trq/2处产生的功率谱非常大，所以只想要衰减掉该功率谱”的情况下，只要通过陷波滤波器111来构成特定频率带去除单元110就可以了。或者，在还想要衰减掉在频率fs_trq×5/2处产生的功率谱的情况下，只要将“将频率fs_trq×5/2设定为衰减频率”的陷波滤波器追加到特定频率带去除单元110中就可以了。

接下来，对使用陷波滤波器的场合与使用lpf的场合的效果差异进行说明。

图18(a)的波特图中的粗线和图18(b)的波特图中的粗线分别表示在“将扭矩控制系统的周期设定为1ms(fs_trq＝1khz)，将衰减频率设定为fs_trq×1/2＝500hz，并且，通过500hz的陷波滤波器和一阶相位延迟滤波器来构成特定频率带去除单元110”的情况下的增益和相位。与此形成对比的是，在通过一阶lpf300hz来构成特定频率带去除单元110的情况下，其频率特性就如图18(a)的细线和图18(b)的细线所示的那样。也就是说，被设定为对应于lpf300hz，以便在500hz处的增益存在匹配。图19示出了相位变化量的频率特性，其示出了“在50hz处的相位恢复了约9度”的场合。

接下来，参照图20、图21以及图22，对通过电动助力转向装置来进行转向时的计算机模拟的研究结果进行说明。在以如图20所示那样的转向盘转向角(扭力杆上侧的角度)来进行转向时的情况下，转向扭矩(扭力杆扭矩)的时间响应就如图21所示的那样。图21的粗线为基于陷波滤波器的转向扭矩响应；图21的细线为应用了上述lpf的场合的转向扭矩响应。因为在图21中粗线和细线重叠在一起，所以很难将这两者区分开来，因此通过图22来示出“将图21的局部放大后”的情形。通过图22可以确认“因为相位能够恢复的影响，所以能够减少振动”的情形，图22示出了“改善了eps系统的稳定性，并且，还减少了因反馈环路的影响而产生的振动”的现象。

尽管在如上所述的第1实施方式以及第2实施方式中，将特定频率带去除单元110设置在最大输出限制单元102的后一级，并且，将电流指令值irefh输入到特定频率带去除单元110中，但是也可以如图23所示那样，将特定频率带去除单元110设置在减法单元103的后一级，并且，将电流偏差δi输入到特定频率带去除单元110中(第3实施方式)。

在本发明的电动助力转向装置中，作为驱动源，也可以使用无刷电动机，还有，通过矢量控制系统来对无刷电动机进行驱动控制。接下来，对矢量控制系统进行说明。

在如图24所示的矢量控制系统中，设有“运算出d轴电流指令值id以及q轴电流指令值iq，并且，对运算出的d轴电流指令值id以及q轴电流指令值iq进行补正”的电流指令值运算单元220。如图24所示，转向扭矩th、车速vs、来自与电动机200相连接的旋转传感器200a的电动机角度(旋转角度)θe以及由角速度运算单元226运算出的电动机角速度ω被输入到电流指令值运算单元220中。由电流指令值运算单元220运算出的d轴电流指令值id以及q轴电流指令值iq被输入到2相/3相变换单元221中，在2相/3相变换单元221中与电动机角度θe同步后，被变换成3个相的电流指令值iuref、ivref以及iwref。3个相的电流指令值iuref、ivref以及iwref被输入到减法单元222(222u、222v以及222w)中。减法单元222计算出3个相的电流指令值iuref、ivref以及iwref与由电动机电流检测器225a检测出的电动机电流值imu、imv以及imw之间的电流偏差δiu、δiv以及δiw。计算出的电流偏差δiu、δiv以及δiw被输入到pi控制单元223中。在pi控制单元223中经过pi控制后得到的3个相的电压控制指令值vuref、vvref以及vwref被输入到pwm控制单元224中。基于由pwm控制单元224运算出的各相占空比，并且，经由逆变器225，来对电动机200进行驱动。

此外，尽管在图24中，电动机电流检测器225a被设置在逆变器225的内部，但是也可以通过“对电动机200进行供电”的线路等来检测出电动机电流值imu、imv以及imw。

还有，在如图25所示的矢量控制系统中，设有“使由电动机电流检测器225a检测出的3个相的电动机电流imu、imv以及imw与电动机角度θe同步后，再将其变换成2个相的电流imd以及imq”的3相/2相变换单元227。由电流指令值运算单元220运算出并且进行补正后的d轴电流指令值id以及q轴电流指令值iq被输入到减法单元222(222d以及222q)中。减法单元222计算出d轴电流指令值id以及q轴电流指令值iq与来自3相/2相变换单元227的2个相的电流imd以及imq之间的电流偏差δid以及δiq。电流偏差δid以及δiq被输入到pi控制单元221中。在pi控制单元221中经过pi控制后得到的2个相的电压指令值vd以及vq被输入到2相/3相变换单元223中，在2相/3相变换单元223中与电动机角度θe同步后，被变换成3个相的电压指令值vuref、vvref以及vwref。之后，执行与图24的场合相同的动作。

图24的矢量控制系统为“3个相的电动机电流imu、imv以及imw被反馈回来”的3相反馈型矢量控制系统；图25的矢量控制系统为“3个相的电动机电流imu、imv以及imw被变换成2个相的电流imd以及imq，然后被反馈回来”的2相反馈型矢量控制系统。本发明可以应用于如上所述的3相反馈型矢量控制系统以及2相反馈型矢量控制系统。

附图标记说明

1转向盘(方向盘)

2柱轴(转向轴或方向盘轴)

10扭矩传感器

12车速传感器

20、200电动机

100控制单元(ecu)

101、220电流指令值运算单元

102最大输出限制单元

104、223pi控制单元

105、224pwm控制单元

106、225逆变器

107电动机电流检测器

110特定频率带去除单元

111～114陷波滤波器

115相位延迟滤波器