专利名称：永久磁铁同步电动机的驱动装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及以永久磁铁为磁场的同步电动机的控制，特别涉及不使用对转子磁极 位置进行检测的传感器而实现同步电动机的控制的控制装置以及控制方法。
背景技术：
作为不检测转子磁极位置地控制同步电动机的手法，有在〔专利文献1〕、以及〔专 利文献2〕所公开的技术。在〔专利文献1〕中，对同步电动机的推测磁极轴即dc轴和与其正交的qc轴上的 电压指令，提供微小变化，其结果，利用直流母线中出现的电流脉动分量的正侧的电流值与 负侧的电流值之差、或者上述电流脉动分量的正侧与负侧中的电流变化率之差，直接推测 出同步电动机的转子磁极位置。在〔专利文献1〕的手法中，在磁极位置推测中，利用了铁芯的磁饱和特性。一般 在同步电动机中，如果在转子磁通(永久磁铁的磁通)的方向即d轴上，施加高频交变电 压，则在加强磁铁磁通的方向上流过电流的情况下，磁通饱和而电感减少，所以电流变化量 (Δ 1+)变大。相反，在减弱磁铁磁通的方向上流过电流的情况下，磁通减少而电感增加或者 成为恒定，所以电流变化量(△〗_)小于上述ΔΙ+。其结果，如果在d轴上注入按照正与负 变化的交变电压，则流过在正与负中非对称的电流。在〔专利文献1〕中，对2个正交的相位角施加交变电压，根据直流母线电流检测 值，观测上述非对称的电流特性。由于转子磁极位置不明，所以造成在任意的相位角下施加 交变电压，但此时产生的非对称的电流特性依存于转子磁极位置而变化。在〔专利文献1〕 中，假设为非对称的电流特性按照转子磁极位置的sin函数、cos函数而变化，使用反正切 函数来计算出转子磁极位置。根据〔专利文献1〕的手法，不会受到突极、非突极这样的同步 电动机结构的差异的影响，而可以高精度地推测转子磁极位置。在〔专利文献2〕的手法中，在转子磁极位置的推测中，也利用了铁芯的磁饱和特 性。在〔专利文献2〕中，对三相的定子绕组轴分别施加正与负的交变电压，对施加了交变电 压的轴上的相电流进行检测。如果得到了三相的正的相电流检测值，则对各自的大小进行 比较而探索取最大值的相，按照120度的分辨率来算出转子磁极位置。进而，为了判定更详 细的转子磁极位置，根据所测定出的相应三相量的正的相电流检测值，计算出后述电流差 的倍率α，与事先测定出的特性数据(与转子位置处于倍率α的关系的数据)进行比较。另外，公开了在将刚过去不久的正的相电流检测值设为最大电流、中间电流、以及 最小电流时，通过下式来计算倍率α的技术。根据〔专利文献2〕的手法，无需预先准备多 个复杂的运算式，而可以容易且高精度地推测转子位置的检测。倍率α = I最大电流-中间电流|/|中间电流-最小电流I...式(1)专利文献1特开2006-158101号公报专利文献2特开2007-174721号公报
发明内容
在〔专利文献1〕中，对正交2轴(同步电动机内部的磁通的推测轴即dc轴以及与 上述dc轴正交的qc轴)，制作了相同的振幅值的交变电压指令。但是，即使dc轴上与qc 轴上的交变电压指令值是相同的振幅，如果按照脉冲宽度调制后的三相电压脉冲来观察， 则各相的脉冲电压有很大不同。其结果，对U、V、w相的定子绕组施加的电压的大小发生变 化，而在各相的检测电流中出现与施加电压的大小对应的磁饱和的影响。因此，在〔专利文 献1〕的磁极位置推测手法中，正交2轴施加时的由旁路电阻检测的三相电流不具有相同条 件的磁饱和特性，所以存在位置推测误差变大的问题。另外，在〔专利文献1〕中，公开了附加到直流母线中的旁路电流检测的采样定时。 但是，在所公开的方法中，由于附加到直流母线中的旁路电流检测的制约，在施加qc轴电 压时可以检测的V相电流(或者W相电流)并非正侧峰值与负侧峰值这两方，而仅是一方。 进而，在〔专利文献1〕中，计算出施加qc轴电压时的电流变化量，但在V相与W相的磁饱和 的影响相等这样的假设下，计算法才成立。实际上，由于在V相与W相中交链磁通数不同， 所以磁饱和的影响不相同，所公开的电流变化量计算法不正确。这些情况的结果，如果通过 〔专利文献1〕的方法来推测同步电动机的磁极位置，则存在推测误差变大的问题。在〔专利文献2〕中，参照磁饱和后的电流特性数据，来进行详细的转子位置的判 定。因此，需要事先掌握所驱动的电动机的电流特性。另外，在变更所驱动的电动机的情况 下，电流特性发生变化，所以可认为需要每次重新估计所施加的交变电压的振幅、转子位置 的判定中使用的判别值，而调整作业将需要时间。另外，在〔专利文献2〕中，为了提高位置推测精度，需要增加基于上述倍率α与电 流特性参照的判别值的数量。在增加判别值时，判定范围变细，可认为由于噪声等的影响而 易于引起磁极位置判别的误判定。为了减少误判定，需要施加高电压，使电机电流增加，以 使磁饱和变得更强，而扩大判别值彼此的边界。但是，其结果，存在从电机产生的噪音变大 的问题。鉴于上述课题，本发明的目的在于，提供一种相对位置推测运算中利用的三相的 检测电流值，磁饱和条件相等那样的电力变换器的控制法、以及电流检测单元。另外，作为 另一目的，提供一种同步电动机的控制装置以及控制方法，无需事先掌握所驱动的电动机 的电流特性来研究判别值那样的调整作业，而可以根据三相的检测电流高精度地推测磁极位置。为了达成上述课题，在本发明的同步电动机的驱动装置中，其特征在于相对位置 推测运算中利用的三相的检测电流值，使各相的电压施加条件相等，所以在施加按照正与 负交变的高次谐波电压时，使所施加的电压相位按顺序每次切换120度，并施加到3个相 位。从直流母线电流，对通过各自的高次谐波电压施加而产生的相电流的正侧的电流值与 负侧的电流值进行检测，计算出三相各自的正侧、负侧的电流值的偏差量。将相应三相量的 上述偏差量坐标变换到正交2轴，使用反正切来计算出转子磁极位置。具体而言，为了达成上述课题，本发明提供一种同步电动机的驱动装置，具备同步 电动机、通过载波信号对三相电压指令信号进行脉冲宽度调制的PWM信号控制部、以及通 过脉冲宽度调制后的栅极信号来进行驱动的电力变换器，该同步电动机的驱动装置的特征 在于，具备指令电压制作单元，生成用于对上述同步电动机施加高频电压的三相电压指令信号；电流检测单元，对在施加了上述高频电压时在上述同步电动机中流过的电流进行检 测；以及磁极位置推测单元，根据电流检测结果来推测上述同步电动机的磁极位置，上述指 令电压制作单元依次切换第一施加电压模式、第二施加电压模式以及第三施加电压模式， 来生成三相电压指令信号，该第一施加电压模式在任意的电压振幅下对任意的相位θ施 加按照正与负交变的高次谐波电压，该第二施加电压模式对从上述相位θ错开120度的电 角的相位施加同样振幅的高频电压，该第三施加电压模式对从上述相位θ错开240度的电 角的相位施加同样振幅的高频电压，在上述各模式下，按1相1相地检测在上述第一、第二、 第三施加电压模式下施加高频电压而产生的脉动电流的正侧值与负侧值，得到正侧的U相 检测电流值、负侧的U相检测电流值、正侧的V相检测电流值、负侧的V相检测电流值、正侧 的W相检测电流值、以及负侧的W相检测电流值的信息，上述磁极位置推测单元使用上述正 侧的各相的检测电流值、以及上述负侧的各相的检测电流值，计算出上述同步电动机的推 测磁极位置。进而，在本发明的同步电动机的驱动装置中，其特征在于上述指令电压制作单元 以上述同步电动机的三相定子绕组的任意相的绕组轴方向为基准相位，设为来自上述基准 相位的上述相位θ = 0。进而，在本发明的同步电动机的驱动装置中，其特征在于在上述指令电压制作单 元生成的三相电压指令信号中，反复1次以上的施加电压的最小图形，该施加电压的最小 图形是以上述PWM信号控制部的载波信号的2个周期为1单位。进而，在本发明的同步电动机的驱动装置中，其特征在于在上述最小图形中，在 载波信号的半周期的期间，将三相电压指令中的至少一相的电压指令保持为正，并且将剩 余的相的电压指令保持为负，在接着的载波信号的1个周期的期间，使上述三相电压指令 的极性全部反转，在进一步接着的载波信号的半周期的期间，使上述三相电压指令的极性 再次全部反转。进而，在本发明的同步电动机的驱动装置中，其特征在于上述指令电压制作单元 在解除上述栅极信号的全相OFF状态而施加高频电压之前，输出特别的三相电压指令，设 置使上述电力变换器的下臂开关元件全部成为ON的期间。进而，在本发明的同步电动机的驱动装置中，其特征在于上述指令电压制作单元 在依次切换施加电压模式时，设置将三相电压指令全部设定成零，并使高频电压的施加休 止的期间。进而，在本发明的同步电动机的驱动装置中，其特征在于具备针对每个检测点， 对在第一、第二、第三各个的施加电压模式下至少检测了 1点以上的电流值进行平均化处 理的平均化处理单元，取得正侧的U相检测电流平均值、负侧的U相检测电流平均值、正侧 的V相检测电流平均值、负侧的V相检测平均值、正侧的W相检测电流平均值、以及负侧的 W相检测电流平均值的信息，使用上述正侧的各相的检测电流平均值、以及上述负侧的各相 的检测电流平均值，计算出上述同步电动机的推测磁极位置。进而，在本发明的同步电动机的驱动装置中，其特征在于上述检测电流平均值是 使用从在第一、第二、第三施加电压模式下开始施加高频电压起经过了规定的时间后的电 流检测值来计算出的。进而，在本发明的同步电动机的驱动装置中，其特征在于上述电流检测单元对上述电力变换器的直流母线电流进行检测。进而，在本发明的同步电动机的驱动装置中，其特征在于上述电流检测单元在从 上述电力变换器的三相的输出电压全部成为正或者全部成为负的状态在至少一相的输出 电压发生了变化的时刻起经过了规定的时间At的定时，对直流母线电流进行检测。进而，在本发明的同步电动机的驱动装置中，其特征在于上述电流检测单元在从 上述电力变换器的三相的输出电压全部成为正或者全部成为负的状态在至少一相的输出 电压发生了变化的时刻起经过了规定的时间At的定时、与从上述电力变换器的三相的输 出电压全部成为正或者全部成为负的状态在至少一相的输出电压发生了变化的时刻起经 过了规定的时间KtX At的定时，对直流母线电流进行检测，其中，Kt是1以下的正的固定 值。进而，在本发明的同步电动机的驱动装置中，其特征在于上述电流检测单元在接 近迁移到上述电力变换器的三相的输出电压全部成为正即最大值、或者全部成为负即最小 值的状态的定时的时刻对直流母线电流进行检测。进而，在本发明的同步电动机的驱动装置中，其特征在于上述电流检测单元接近 以下两个定时的时刻，对直流母线电流进行检测，其中一个定时是从上述电力变换器的三 相的输出电压全部成为正即最大值、或者全部成为负即最小值的状态在至少一相的输出电 压发生变化的定时；另一个定时是向上述电力变换器的三相的输出电压全部成为正即最大 值、或者全部成为负即最小值的状态迁移的定时。进而，在本发明的同步电动机的驱动装置中，其特征在于上述电流检测单元对至 少2相以上的相电流进行检测。进而，在本发明的同步电动机的驱动装置中，其特征在于上述电流检测单元在上 述PWM信号控制部的载波信号的波峰、或者波谷的定时，对相电流进行检测。进而，在本发明的同步电动机的驱动装置中，其特征在于上述电流检测单元在上 述PWM信号控制部的载波信号的波峰与波谷的定时，对相电流进行检测。进而，在本发明的同步电动机的驱动装置中，其特征在于上述磁极位置推测单元 针对每个相，求出正侧的电流检测值与负侧的电流检测值的偏差量，将所得到的相应三相 的量的上述偏差量坐标变换为正交2轴，根据被坐标变换的上述正交2轴的上述偏差量使 用反正切来计算出上述同步电动机的推测磁极位置。进而，在本发明的同步电动机的驱动装置中，其特征在于上述磁极位置推测单元 根据上述电流检测值，针对每个相，求出正侧的电流变化量以及负侧的电流变化量，针对每 个相，求出上述正侧的电流变化量与上述负侧的电流变化量的偏差量，将所得到的相应三 相的量的上述偏差量坐标变换为正交2轴，根据被坐标变换的上述正交2轴的上述偏差量 使用反正切来计算出上述同步电动机的推测磁极位置。进而，在本发明的同步电动机的驱动装置中，其特征在于，具备评价单元，根据上 述同步电动机的磁极位置推测结果，计算出规定的评价值；以及使供给到上述同步电动机 的高频电压的振幅可变的单元，根据上述评价值，使上述高频电压的振幅增减地自动进行调整。进而，在本发明的同步电动机的驱动装置中，其特征在于上述评价值是进行2次 以上的初始位置推测并根据相应上述次数的量的磁极位置推测结果来计算出最大值与最小值时的、上述最大值与上述最小值的偏差量。根据本发明，具有如下效果通过在三相各相下，抽出依存于成为相同振幅的永久 磁铁磁极位置的电流特性来进行初始位置推测，从而提高推测精度的效果。通过该精度提 高，在本发明中，具有提高所驱动的电机的起动扭矩的效果。另外，由于将基于永久磁铁的铁芯的磁饱和的电流特性与以往方法相比更严密地 用于初始位置推测，所以可以进一步减小为了满足推测精度的要求值而所需的最低限度的 电机电流。其结果，可以降低由于在初始位置推测时产生脉动电流而引起的噪音，具有静音 化的效果。
图1是本发明的第1实施方式中的整体控制框图。图2是三相定子绕组轴与永久磁铁同步电动机的转子磁极位置的关系图。图3是三相定子绕组轴与对永久磁铁同步电动机施加高次谐波电压的相位轴的 关系图。图4是d轴与u轴一致时的合成磁通Φιι与U相电流Iu的关系图。图5是d轴与u轴正交时的合成磁通Φιι与U相电流Iu的关系图。图6是对u轴施加了高次谐波电压时的正侧以及负侧的电流变化量与转子磁极位 置的关系图。图7是对U轴施加了高次谐波电压时的正侧、负侧的电流变化的偏差量Δ Pu与转 子磁极位置的关系图。图8是在本发明的第1实施方式中，对三相定子绕组依次施加了高次谐波电压时 的动作波形图。图9是电压振幅指令Vamp与电流脉动分量的偏差量APu的关系图。图10是在以往技术中，对dc轴施加了高次谐波电压时的动作波形图。图11是在以往技术中，对qc轴施加了高次谐波电压的情况下的动作波形图。图12是在以往技术中，在对dc轴施加了高次谐波电压时，在三相定子绕组中流过 的正侧、负侧的电流变化的偏差量与转子磁极位置的关系图。图13是在以往技术中，在对qc轴施加了高次谐波电压时，在三相定子绕组中流过 的正侧、负侧的电流变化的偏差量与转子磁极位置的关系图。图14是在以往技术中，施加dc轴脉冲电压时的合成电流偏差量APdc与施加qc 轴脉冲电压时的合成电流偏差量APqc的关系图。图15是以往技术的通过施加正交2轴脉冲电压而产生的推测误差的例子。图16是本发明的第1实施方式中的电流检测定时的例子。图17是本发明的第1实施方式中的三相电流检测单元的功能框图。图18是本发明的第1实施方式中的磁极位置推测单元的功能框图。图19是在正交的2相固定轴中的电流偏差量与转子磁极位置的关系图。图20是本发明的第1实施方式中的电流检测定时的另一例子。图21是在本发明的第1实施方式中，设为基准相位角θ = 15度的情况下的电流 检测定时的例子。
图22是在本发明的第1实施方式中，设为基准相位角θ =15度的情况下的电流 检测定时的另一例子。图23是本发明的第2实施方式中的整体控制框图。图24是本发明的第2实施方式中的电流检测定时的例子。图25是本发明的第2实施方式中的三相电流检测单元的功能框图。图26是反复了多次的高频施加电压的基本单位的情况下的动作波形图。图27是在实际使用本发明时优选的输出信号与其动作波形图。图28是本发明的第3实施方式中的整体控制框图。图29是示出本发明的第3实施方式中的电压振幅调整步骤的流程图。图30是本发明的第3实施方式中的电压振幅调整单元的动作波形例。图31是本发明的第4实施方式中的整体控制框图。图32是本发明的第4实施方式中的电流检测定时的例子。图33是本发明的第4实施方式中的三相电流检测单元的功能框图。图34是本发明的第4实施方式中的磁极位置推测单元的功能框图。图35是施加了正负交变电压时的实际电流波形的例子。图36是本发明的第5实施方式中的整体控制框图。图37是本发明的第5实施方式中的电流检测定时的例子。图38是本发明的第5实施方式中的三相电流检测单元的功能框图。(符号说明)101 控制装置；102 电力变换器；103 永久磁铁同步电动机；104 指令电压制作 部；105 高频脉冲发生器；106 切换器；107 :dq坐标逆变换器；108 脉冲宽度调制(PWM) 信号控制器；109 主电路部；110 直流电源部；111 直流电阻；112 放大器；113 第1实施 方式中的三相电流值检测单元；113’ 第2实施方式中的三相电流值检测单元；113” 第4 实施方式中的三相电流值检测单元；113”’ 第5实施方式中的三相电流值检测单元；114 磁极位置推测单元；114’ 第4实施方式中的磁极位置推测单元；115 相电流检测部；116 电压振幅调整单元。
具体实施例方式以下，参照附图，对本发明的实施例进行详细说明。另外，在所有附图中，对同一要 素，原则上附加同一符号。图1是本发明的第1实施方式的永久磁铁同步电动机的驱动装置的结构图。本装 置包括控制对象即永久磁铁同步电动机103 ；对永久磁铁同步电动机103进行驱动的电力 变换器102 ；以及对电力变换器102与永久磁铁同步电动机103进行控制的控制装置101。 控制装置101具备具有对永久磁铁同步电动机103施加高次谐波电压的相位轴即dc轴以 及与上述dc轴正交的qc轴，在dc-qc轴中提供高频分量的电压指令值的单元；以及对上述 电力变换器102的直流电阻111中流过的电流进行检测的单元。对该电流的检测值中包含 的脉动分量，根据从该脉动分量得到的相电流值的正侧的变化量与负侧的变化量之差，来 推测永久磁铁同步电动机103的磁极位置。进一步详细说明图1的结构图。在图1中，指令电压制作部104输出电压指令Vdc、电压指令Vqc、以及电相位角9dc。从高频脉冲发生器105输出电压指令Vdc。另一方面， 电压指令Vqc被设定为0值。高频脉冲发生器105输入电压振幅指令信号Vamp，输出振幅 是Vamp的方形波信号。上述电相位角θ dc是对基准相位角θ (固定值)加上切换器106 的输出值而得到的信号。对于切换器106的输出，选择0度、120度、或者240度。根据电相 位角θ dc,由dq坐标逆变换器107，将电压指令Vdc与电压指令Vqc变换为三相交流轴上 的电压指令Vu*、Vv*、Vw*0由脉冲宽度调制(PWM)信号控制器108，将上述电压指令Vu*、 Vv*、Vw*变换为用于驱动电力变换器102的PWM脉冲信号。构成电力变换器102的主电路 部109的开关元件接收来自上述PWM信号控制器108的PWM脉冲信号，而控制0N、0FF。对 开关元件进行了控制的结果，对电力变换器102的交流端子，输出用于驱动永久磁铁同步 电动机103的电压。电力变换器102包括主电路部109、直流电源部110、输入用于驱动永 久磁铁同步电动机103的交流或者直流的电力的输入端子121、122以及电流检测用的直流 电阻111。通过放大器112对上述直流电阻111的两端电压进行放大，作为直流部电流的 检测电流信号Ish而输出。三相电流值检测单元113使用上述检测电流信号Ish与PWM信 号控制器108输出的电流检测定时设定信号SAH、以及上述电相位角θ dc，输出三相电流值 的正侧检测值、以及三相电流值的负侧检测值。三相电流值检测单元113输出的值是U相 正侧检测值Ius+、U相负侧检测值Ius-、V相正侧检测值Ivs+、V相负侧检测值Ivs-、W相 正侧检测值Iws+、以及V相负侧检测值Iws-。另外，上述电流检测定时设定信号SAH是复 合信号，包括决定上述检测电流信号Ish的检测定时的触发信号TRG、与表示所施加的高频 脉冲信号的状态的STS信号。使用三相电流值检测单元13输出的IuS+、IuS-、IVS+、IVS-、 Iws+、以及Iws-，磁极位置推测单元114计算出永久磁铁同步电动机103的推测磁极位置， 作为θ est而输出。接下来，对本实施方式中的初始磁极位置推测的动作进行说明。首先，使用图2与图3来定义坐标轴。在本实施例中，如图2所示，将永久磁铁同 步电动机103的三相定子绕组的U相设为u轴，将V相设为ν轴，将W相设为w轴。另外， 将永久磁铁同步电动机103的转子磁通方向设为d轴，将与d轴正交的轴设为q轴。将d 轴的电相位角作为从定子U轴观察的相位角，而定义为图2所示的ed。在ed是ο度时， U相绕组的交链磁通变得最大。接下来，使用图3来定义在电力变换器102的输出电压生成中使用的dc轴、qc轴。 图3所示的dc轴是对永久磁铁同步电动机103施加高次谐波电压的相位的轴，qc轴是与 上述dc轴正交的轴。将上述dc轴的电相位角θ dc作为从定子u轴观察的相位角，而定义 为图3所示的0dc。在本实施方式中，在永久磁铁同步电动机103的转子停止的状态下，推测d轴的电 相位角θ d(初始磁极位置)，作为推测磁极位置θ est而输出。在本发明中，在永久磁铁同步电动机的初始磁极位置推测中，利用基于永久磁铁 的铁芯的磁饱和特性。此处，简单说明推测的原理。图4与图5示出对U相定子绕组轴施加 了正负交变电压时的U相电流Iu与u轴方向的合成磁通Φιι的关系。图4示出转子磁通 方向(d轴)与U相定子绕组轴u轴一致的情况下的关系。图5示出转子磁通方向(d轴) 与U相定子绕组轴u轴正交的情况下的关系。在图4的情况下，如果在u轴上注入了正与 负的交变电压，则在正与负中流过非对称的电流。其原因为，在d轴的电相位角ed = 0度的情况下，在U轴上的铁芯中，通过永久磁铁而形成磁通Φπι，进而在加强磁铁磁通的方向 上流过电流的情况下，u轴上的合成磁通Φιι饱和而电感减少，所以正侧的电流变化AIu+ 变大。另一方面，在减弱磁铁磁通Φπι的方向上流过电流的情况下，合成磁通Φ !减少而电 感增加(或者电感成为恒定)，所以如果与正侧相比，则负侧的电流变化ΔΙ -变小。另外， 在图5的θ d = 90度的情况下，u轴与转子磁通方向正交，所以在u轴上的铁芯中，永久磁 铁产生的磁通成为Φπι = 0，在u轴上注入正与负的交变电压而产生的电流在正与负中成为 对称。在转子磁极位置θ d处于任意的相位的情况下，可认为上述那样的电流的“正负 非对称性”依存于θ d而连续地变化。在对U相定子绕组轴施加了正负交变电压的情况下， 如果考虑由于铁芯的磁饱和而引起的电流的“正负非对称性”，则通过正侧的脉冲电压施加 而产生的U相电流值的绝对值ι Δ Iu+I、与通过负侧的脉冲电压施加而产生的U相电流值的 绝对值I AIu-I根据θ d如图6所示变化。在上述图4的转子磁通方向(d轴)与u轴一 致的情况下(在θ d = 0度的情况下)，如果对正侧施加了脉冲电压，则在加强磁铁磁通的 方向上流过电流，所以由于上述铁芯的磁饱和的影响，Δ Iu+I变得最大。如果对负侧施加 了脉冲电压，则在减弱磁铁磁通的方向上流过电流，所以I Δ Iu-I变得最小。另外，在上述 图5的转子磁通方向(d轴)与u轴正交的情况下(在θ d = 90度的情况下)，对正侧施加 了脉冲电压时的I Δ Iu+I、与对负侧施加了脉冲电压时的I AIu-I都不会受到由于永久磁 铁引起的交链磁通的影响，所以取相同的值。在向u轴的交变电压施加中，所检测的U相电 流值I Δ Iu+I、I Δ Iu-I如图6所示分别成为依存于转子磁极位置θ d的值。由于将具有图6那样的转子位置依存性的电流变化用于初始位置推测，所以按照 以下的式(2)，计算出对u轴施加了正负交变电压时的检测电流I AIu+l、以及I AIu-I的 偏差量ΔPu。APu= I AlJ-I AIU_|...(式 2)偏差量Δ Pu在上述图4的转子磁通方向(d轴)与u轴一致的情况下(在θ(1 = 0 度的情况下)，由于永久磁铁引起的铁芯的磁饱和的影响的差异变得最大，如图7所示在正 侧取最大的值。在上述图5的转子磁通方向(d轴)与u轴正交的情况下(在ed = 90度 的情况下)，由于没有由永久磁铁引起的向铁芯的磁饱和的影响，所以I Δ Iu+I与I AIu-I 成为相同的值，偏差量APu成为零。因此，在对U相定子绕组轴施加了正负交变电压的情 况下，使转子磁极位置θ d连续地变化了时的偏差量Δ Pu如图7所示，成为θ d的余弦波 COS函数。为了利用偏差量APu成为θ d的余弦波cos函数的特性来进行初始磁极位置 推测，除了上述θ d的余弦波COS函数以外，还需要计算出依存于上述θ d的正弦波函数 (sin)的分量。在本发明中，与对上述U相定子绕组轴施加了正负交变电压的情况同样地， 对ν轴、w轴也分别施加正负交变电压，计算出正侧的变化量与负侧的变化量之差ΔΡν、 APw。通过将这些三相固定轴上的电流特性ΔPu、ΔΡν、ΔPw坐标变换到正交2轴，计算出 依存于上述θ d的正弦波函数(sin)的分量、与依存于上述θ d的余弦波函数(cos)的分 量。接下来，对在本实施方式中的初始磁极位置推测中，用于计算依存于θ d的余弦 波cos函数与正弦波Sin函数的具体的电压指令的生成法进行说明。
图8示出磁极位置推测时的施加电压指令与电流的关系。图8(a)是dc轴的电压 指令Vdc的信号波形。另外，Vdc是从高频脉冲发生器105输出的方形波信号(方形波的 电压振幅是Vamp)。方形波信号与在脉冲宽度调制信号控制器108中用于比较的PWM载波 信号同步地变化。如图8(a)所示，Vdc在PWM载波信号的1/2周期的期间，成为正的电压 (+Vamp)，在接下来的PWM载波信号的1个周期期间，成为负的电压(-Vamp)，在最后的PWM 载波信号的1/2周期期间，再次成为正的电压(+Vamp)。将该方形波信号的一连串的变化 (在图8(a)中用箭头表示的部分的变化)在本发明中设为高频施加电压的基本单位。图 8(b)示出电相位角edc的变化。电相位角θ dc的值依次切换为0度、120度、以及240度。 由dq逆变换器7，将电压指令Vdc、Vqc、以及θ dc变换为三相电压指令
权利要求
1.一种同步电动机的驱动装置，具备同步电动机、通过载波信号对三相电压指令信号 进行脉冲宽度调制的PWM信号控制部、以及通过脉冲宽度调制后的栅极信号来进行驱动的 电力变换器，该同步电动机的驱动装置的特征在于，具备指令电压制作单元，生成用于对上述同步电动机施加高频电压的三相电压指令信号； 电流检测单元，对在施加了上述高频电压时在上述同步电动机中流过的电流进行检 测；以及磁极位置推测单元，根据电流检测结果来推测上述同步电动机的磁极位置， 上述指令电压制作单元依次切换第一施加电压模式、第二施加电压模式以及第三施加 电压模式，来生成三相电压指令信号，该第一施加电压模式在任意的电压振幅下对任意的 相位θ施加按照正与负交变的高次谐波电压，该第二施加电压模式对从上述相位θ错开 120度的电角的相位施加同样振幅的高频电压，该第三施加电压模式对从上述相位θ错开 240度的电角的相位施加同样振幅的高频电压，上述电流检测单元在上述各模式下，按1相1相地检测在上述第一、第二、第三施加 电压模式下施加高频电压而产生的脉动电流的正侧值与负侧值，得到正侧的U相检测电流 值、负侧的U相检测电流值、正侧的V相检测电流值、负侧的V相检测电流值、正侧的W相检 测电流值、以及负侧的W相检测电流值的信息，上述磁极位置推测单元使用上述正侧的各相的检测电流值、以及上述负侧的各相的检 测电流值，计算出上述同步电动机的推测磁极位置。
2.根据权利要求1所述的同步电动机的驱动装置，其特征在于上述指令电压制作单元以上述同步电动机的三相定子绕组的任意相的绕组轴方向为 基准相位，设为来自上述基准相位的上述相位θ =0。
3.根据权利要求1或2所述的同步电动机的驱动装置，其特征在于在上述指令电压制作单元生成的三相电压指令信号中，反复1次以上的施加电压的最 小图形，该施加电压的最小图形是以上述PWM信号控制部的载波信号的2个周期为1单位。
4.根据权利要求3所述的同步电动机的驱动装置，其特征在于在上述最小图形中，在载波信号的半周期的期间，将三相电压指令中的至少一相的电 压指令保持为正，并且将剩余的相的电压指令保持为负，在接着的载波信号的1个周期的期间，使上述三相电压指令的极性全部反转， 在进一步接着的载波信号的半周期的期间，使上述三相电压指令的极性再次全部反转。
5.根据权利要求1 4中的任意一项所述的同步电动机的驱动装置，其特征在于上述指令电压制作单元在解除上述栅极信号的全相OFF状态而施加高频电压之前，输 出特别的三相电压指令，设置使上述电力变换器的下臂开关元件全部成为ON的期间。
6.根据权利要求1 4中的任意一项所述的同步电动机的驱动装置，其特征在于上述指令电压制作单元在依次切换施加电压模式时，设置将三相电压指令全部设定成 零，并使高频电压的施加休止的期间。
7.根据权利要求1 6中的任意一项所述的同步电动机的驱动装置，其特征在于，具备平均化处理单元，针对各模式的每个检测点，对在第一、第二、第三各自的施加电压模式下至少检测了1点以上的电流值进行平均化处理，使用正侧的各相、各检测点的每一个的检测电流平均值、以及上述负侧的各相、各检测 点的每一个的检测电流平均值，计算出上述同步电动机的推测磁极位置。
8.根据权利要求7所述的同步电动机的驱动装置，其特征在于上述检测电流平均值是使用从在第一、第二、第三施加电压模式下开始施加高频电压 起经过了规定的时间后的电流检测值来计算出的。
9.根据权利要求1 8中的任意一项所述的同步电动机的驱动装置，其特征在于上述电流检测单元对上述电力变换器的直流母线电流进行检测。
10.根据权利要求9所述的同步电动机的驱动装置，其特征在于上述电流检测单元在从上述电力变换器的三相的输出电压全部成为正或者全部成为 负的状态在至少一相的输出电压发生了变化的时刻起经过了规定的时间At的定时，对直 流母线电流进行检测。
11.根据权利要求9所述的同步电动机的驱动装置，其特征在于上述电流检测单元在从上述电力变换器的三相的输出电压全部成为正或者全部成为 负的状态在至少一相的输出电压发生了变化的时刻起经过了规定的时间At的定时、与从 上述电力变换器的三相的输出电压全部成为正或者全部成为负的状态在至少一相的输出 电压发生了变化的时刻起经过了规定的时间KtX At的定时，对直流母线电流进行检测， 其中，Kt是1以下的正的固定值。
12.根据权利要求9所述的同步电动机的驱动装置，其特征在于上述电流检测单元在接近迁移到上述电力变换器的三相的输出电压全部成为正即最 大值、或者全部成为负即最小值的状态的定时的时刻对直流母线电流进行检测。
13.根据权利要求9所述的同步电动机的驱动装置，其特征在于上述电流检测单元接近以下两个定时的时刻，对直流母线电流进行检测，其中一个定 时是从上述电力变换器的三相的输出电压全部成为正即最大值、或者全部成为负即最小值 的状态在至少一相的输出电压发生变化的定时；另一个定时是向上述电力变换器的三相的 输出电压全部成为正即最大值、或者全部成为负即最小值的状态迁移的定时。
14.根据权利要求1 8中的任意一项所述的同步电动机的驱动装置，其特征在于上述电流检测单元对至少2相以上的相电流进行检测。
15.根据权利要求14所述的同步电动机的驱动装置，其特征在于上述电流检测单元在上述P丽信号控制部的载波信号的波峰、或者波谷的定时，对相 电流进行检测。
16.根据权利要求14所述的同步电动机的驱动装置，其特征在于上述电流检测单元在上述PWM信号控制部的载波信号的波峰与波谷的定时，对相电流 进行检测。
17.根据权利要求1 16中的任意一项所述的同步电动机的驱动装置，其特征在于上述磁极位置推测单元针对每个相，求出正侧的电流检测值与负侧的电流检测值的偏差量，将所得到的相应三相的量的上述偏差量坐标变换为正交2轴，根据被坐标变换的上 述正交2轴的上述偏差量使用反正切来计算出上述同步电动机的推测磁极位置。
18.根据权利要求1 16中的任意一项所述的同步电动机的驱动装置，其特征在于上述磁极位置推测单元根据上述电流检测值，针对每个相，求出正侧的电流变化量以 及负侧的电流变化量，针对每个相，求出上述正侧的电流变化量与上述负侧的电流变化量 的偏差量，将所得到的相应三相的量的上述偏差量坐标变换为正交2轴，根据被坐标变换 的上述正交2轴的上述偏差量使用反正切来计算出上述同步电动机的推测磁极位置。
19.根据权利要求1 18中的任意一项所述的同步电动机的驱动装置，其特征在于，具备评价单元，根据上述同步电动机的磁极位置推测结果，计算出规定的评价值；以及 使供给到上述同步电动机的高频电压的振幅可变的单元， 根据上述评价值，使上述高频电压的振幅增减地自动进行调整。
20.根据权利要求19所述的同步电动机的驱动装置，其特征在于上述评价值是进行2次以上的初始位置推测并根据相应上述次数的量的磁极位置推 测结果来计算出最大值与最小值时的、上述最大值与上述最小值的偏差量。
全文摘要
本发明一种提供永久磁铁同步电动机的驱动装置。实现同步电动机控制的控制装置及控制方法，当在正交2轴上生成相同高频电压指令，三相各相的施加电压中产生差异，使用产生的脉动电流检测值的初始磁极位置推测的推测精度恶化。对永久磁铁同步电动机施加正负交变的高次谐波电压时，将施加的电压相位依次切换120度，施加给3个相位。在从电力变换器三相输出电压全部为正或者负的状态在至少一相输出电压变化起经规定时间Δt的定时，检测施加高频电压产生的脉动电流。检测电流中，使用附加到直流母线的直流电阻或相电流传感器。磁极位置推测单元根据从电流检测值得到的三相电流正侧变化量与负侧变化量差，算出永久磁铁同步电动机转子磁极位置。
文档编号H02P6/18GK102005996SQ20101025456
公开日2011年4月6日 申请日期2010年8月11日 优先权日2009年8月28日
发明者坂井俊文, 坂本洁, 岩路善尚, 田口义行, 金子大吾 申请人:株式会社日立产机系统