设有软开关的四开关Buck‑Boost变换器电路及其控制方法与流程

本发明涉及Buck-Boost变换器控制技术，具体涉及一种设有软开关的四开关Buck-Boost变换器电路及其控制方法。

背景技术：

随着能源危机日益加剧，拥有更高效率、更高集成度且宽输入范围的直流电源成为必然需求。在低压大电流场合中，开关管损耗和电感电流损耗构成了电路损耗的绝大部分，减少这一部分损耗将节省大量的热损，对于开关器件的稳定运行、电路拓扑的转换效率以及工作环境的安全具有重要意义；传统的四开关Buck-Boost变换器因同步整流技术效率得到提升，且能够实现升降压。

目前，四开关Buck-Boost变换器中开关管属于硬开关，在开通和关断的过程中电压电流均不为零，波形会出现明显的过冲，从而产生明显的开关损耗，无法满足效率密度要求极高的应用。

技术实现要素：

针对现有技术中的缺陷，本发明提供一种设有软开关的四开关Buck-Boost变换器电路及其控制方法，实现了电路在任意一种工作模式下都能满足零电流开通及零电压关断，有效且可靠地降低开关损耗，提高了电路的工作效率及安全性。

一方面，本发明提供了一种设有软开关的四开关Buck-Boost变换器电路，所述四开关Buck-Boost变换器电路包括电压源U_in、主电感L、输入电容C_in、输出电容C_out、功率MOSFET管Q₁、功率MOSFET管Q₂、功率MOSFET管Q₃及功率MOSFET管Q₄；其中，所述输出电容C_out与功率MOSFET管Q₄串联组成支路一，所述支路一与所述功率MOSFET管Q₂并联组成支路二，所述支路二与主电感L串联组成支路三，所述支路三与功率MOSFET管Q₃并联组成支路四，所述支路四与功率MOSFET管Q₁串联组成支路五，所述支路五与输入电容C_in并联组成支路六，所述支路六与所述电压源U_in串联；

所述四开关Buck-Boost变换器电路的所述主电感L上并联有软开关支路；且所述功率MOSFET管Q₃侧并联有支撑电容C_a1，所述功率MOSFET管Q₂侧并联有支撑电容C_a2；

所述软开关支路包括串联的辅助单元及软开关单元。

进一步的，所述辅助单元包括辅助电感L_a；

所述辅助电感L_a的一次侧与所述主电感L的一次侧连接、所述辅助电感L_a的二次侧与所述软开关单元连接。

进一步的，所述软开关单元包括串联的功率MOSFET管Q_a1及功率MOSFET管Q_a2；

所述功率MOSFET管Q_a1的D极与所述辅助电感L_a的二次侧连接、S极与所述功率MOSFET管Q_a2的S极连接；

所述功率MOSFET管Q_a2的D极与所述主电感L的二次侧连接。

另一方面，本发明还提供了一种设有软开关的四开关Buck-Boost变换器电路的控制方法，所述方法包括：

步骤1.判断所述四开关Buck-Boost变换器电路当前的工作状态；

若所述电路的工作状态为Boost状态，则进入步骤2；

若所述电路的工作状态为Buck状态，则进入步骤4；

步骤2.在所述电路的总电流值为零的时刻，闭合所述功率MOSFET管Q₂，直到软开关支路的电流降为零，进入步骤3；

步骤3.断开所述软开关支路，使得所述功率MOSFET管Q₄零电压开通，直到所述主电感L的电流值开始下降，进入步骤6；

步骤4.在所述电路的总电流值为零的时刻，闭合所述功率MOSFET管Q₁，直到软开关支路的电流降为零，进入步骤5；

步骤5.断开所述软开关支路，使得所述功率MOSFET管Q₃零电压开通，直到所述主电感L的电流值开始下降；

步骤6.再次连通所述软开关支路，直到所述四开关Buck-Boost变换器电路的总电流为零，控制结束。

进一步的，所述步骤2包括：

2-1.在所述电路的总电流值为零的时刻，闭合所述功率MOSFET管Q₂，并断开所述功率MOSFET管Q₄；其中，工作状态为Boost状态时的所述电路中的功率MOSFET管Q₃断开、功率MOSFET管Q₁闭合，且所述电路中的软开关支路闭合；2-2.控制所述辅助单元的电流取值与所述主电感L的电流值相同，实现所述功率MOSFET管Q₁的零电流开通，直到所述电路的总电流值为零，进入步骤3。

进一步的，所述步骤3包括：

3-1.在所述软开关支路的电流降为零的时刻，断开所述软开关支路中的软开关单元，所述电压源U_in为所述主电感L及各负载供电，直到持续到预先设定的所述功率MOSFET管Q₂的关断时刻，进入步骤3-2；

3-2.断开所述功率MOSFET管Q₂，直到所述支撑电容C_a2的电压值上升至输出电压值，进入步骤3-3；

3-3.闭合所述MOSFET管Q₄，实现所述MOSFET管Q₄的零电压开通；直到所述主电感L的电流值开始下降时，进入步骤6。

进一步的，所述步骤4包括：

4-1.在所述电路的总电流值为零的时刻，闭合所述功率MOSFET管Q₁，并断开所述功率MOSFET管Q₃；其中，工作状态为Buck状态时的所述电路中的功率MOSFET管Q₂断开、功率MOSFET管Q₄闭合，且所述电路中的软开关支路闭合；

4-2.控制所述辅助单元的电流取值与所述主电感L的电流值相同，实现所述功率MOSFET管Q₁的零电流开通，直到所述电路的总电流值为零，进入步骤5。

进一步的，所述步骤5包括：

5-1.在所述软开关支路中的电流降为零的时刻，断开所述软开关支路中的软开关单元，所述电压源U_in为所述主电感L及各负载供电，直到持续到预先设定的所述功率MOSFET管Q₁的关断时刻，进入步骤5-2；

5-2.断开所述功率MOSFET管Q₁，直到所述支撑电容C_a1的电压值上升至输出电压值，进入步骤5-3；

5-3.闭合所述MOSFET管Q₃，实现所述MOSFET管Q₃的零电压开通；直到所述主电感L的电流值开始下降，进入步骤6。

进一步的，所述步骤6包括：

在所述主电感L的电流值开始下降的时刻，再次连通所述软开关支路中的软开关单元，直到所述四开关Buck-Boost变换器电路的总电流为零，控制结束。

由上述技术方案可知，本发明提供的一种设有软开关的四开关Buck-Boost变换器电路及其控制方法，在传统四开关Buck-Boost变换器基础上加入软开关元器件，构成带有软开关电路的四开关Buck-Boost变换器，在谷值电流控制下，实现了电路在任意一种工作模式下都能满足零电流开通及零电压关断，有效且可靠地降低开关损耗，拓扑结构简单且转换效率高；使得电路得以稳定运行，提高了电路的工作效率及安全性。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作一简单的介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在 不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为现有技术中的一种四开关Buck-Boost变换器电路；

图2为本发明的设有软开关的四开关Buck-Boost变换器电路示意图；

图3为本发明的控制方法的流程示意图；

图4为本发明的方法中的步骤101的流程示意图；

图5为本发明的方法中的步骤102的流程示意图；

图6为本发明的方法中的步骤103的流程示意图；

图7为本发明的方法中的步骤104的流程示意图；

图8为本发明的具体应用例中Boost状态下的阶段1的电路控制示意图；

图9为本发明的具体应用例中Boost状态下的阶段2的电路控制示意图；

图10为本发明的具体应用例中Boost状态下的阶段3的电路控制示意图；

图11为本发明的具体应用例中Boost状态下的阶段4的电路控制示意图；

图12为本发明的具体应用例中Boost状态下的阶段5的电路控制示意图；

图13为本发明的具体应用例中Boost模式工作下电路的理想波形图；

图14为本发明的具体应用例中Buck状态下的阶段1的电路控制示意图；

图15为本发明的具体应用例中Buck状态下的阶段2的电路控制示意图；

图16为本发明的具体应用例中Buck状态下的阶段3的电路控制示意图；

图17为本发明的具体应用例中Buck状态下的阶段4的电路控制示意图；

图18为本发明的具体应用例中Buck状态下的阶段5的电路控制示意图；

图19为本发明的具体应用例中Buck模式工作下电路的理想波形图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

如图1所示，现有技术中的一种四开关Buck-Boost变换器电路，四开关Buck-Boost变换器电路包括电阻R、电压源U_in、主电感L、输入电容C_in、输出电容C_out、功率MOSFET管Q₁、功率MOSFET管Q₂、功率MOSFET管Q₃及功率MOSFET管Q₄；其中，电阻R与输出电容C_out并联，输出电容C_out与功率MOSFET管Q₄串联组成支路一，支路一与功率MOSFET管Q₂并联组成支路二，支路二与主电感L串联组成支路三，支路三与功率MOSFET管Q₃并联组成支路四，支路四与功率MOSFET管Q₁串联组成支路五，支路五与输入电容C_in并联组成支路六，支路六与电压源U_in串联；该变换器因同步整流技术效率得到提升，且能够实现升降压。但是，在一些效率密度要求极高的应用场合，FSBB变换器并不能满足要求。FSBB变换器中开关管在开通和关断的过程中电压电流均不为零，波形会出现明显的过冲，从而产生明显的开关损耗，属于硬开关。

如图2所示，本发明在图1的基础上提供一种设有软开关的四开关Buck-Boost变换器电路，加入如下部分：

四开关Buck-Boost变换器电路的主电感L上并联有软开关支路；且功率MOSFET管Q₃侧并联有支撑电容C_a1，功率MOSFET管Q₂侧并联有支撑电容C_a2；

软开关支路包括串联的辅助单元及软开关单元；其中，辅助单元包括辅助电感L_a；辅助电感L_a的一次侧与主电感L的一次侧连接、辅助电感L_a的二次侧与软开关单元连接；其中，软开关单元包括串联的功率MOSFET管Q_a1及功率MOSFET管Q_a2；功率MOSFET管Q_a1的D极与辅助电感L_a的 二次侧连接、S极与功率MOSFET管Q_a2的S极连接；功率MOSFET管Q_a2的D极与主电感L的二次侧连接。

即加入软开关后的四开关Buck-Boost变换器电路中，所述功率MOSFET管Q₁的D极连接所述电压源的正极且S极连接所述主电感L一次侧，所述功率MOSFET管Q₂的D极连接所述主电感L二次侧且S极连接所述输出电容C_out二次侧，所述功率MOSFET管Q₃的D极连接所述主电感L一次侧且S极连接所述电压源的负极，所述功率MOSFET管Q₄的D极连接所述输出电容C_out一次侧且S极连接所述主电感L二次侧；输入电容C_in并联于输入电压源两端；功率MOSFET管Q₁、Q₃的D极分别与输入电压源的正极和主电感L的一端相连，S极分别与主电感L的一端和输入电压源的负极相连；功率MOSFET管Q₂、Q₄的D极分别与主电感L的另一端和输出电容C_out的一端相连，S极分别与输出电容C_out的另一端和主电感L的另一端相连。

所述新型软开关电路包括辅助电感L_a、功率MOSFET管Q_a1和Q_a2、支撑电容C_a1和C_a2；功率MOSFET管Q_a1的S极与Q_a2的S极相连，辅助电感L_a与功率MOSFET管Q_a1的D极相连后组成串联电路，并联于主电感L的两端；支撑电容C_a1和C_a2分别并联于功率MOSFET管Q₃和Q₂的两端。

考虑到输入电容C_in和输出电容C_out足够大，输入端等效为恒压源；所有二极管均视为理想元件。

新型无损耗开关能够实现开关管的零电流开通和零电压关断，降低开关噪声，减小开关管在开关过程中的电压应力，实现效率最大化。

峰值电流控制因具有动态响应快、调节性能好、易于实现限流和过流保护、能有效抑制变压器偏磁引起的饱和问题及易于均流等优点，在控制系统中得到广泛应用。但是针对本发明所提出的四开关Buck-Boost变换器，如果采用峰值电流控制，输入电流将因电流的迭代效应越来越大，最终将超出电路的安全运行范围，影响系统的稳定。

恒定峰值电流控制是在峰值电流控制的基础上，通过限定峰值电流为 恒定值。在四开关Buck-Boost变换电路中采用恒定峰值电流控制使得任意占空比下峰值电流不会像峰值电流控制因迭代效应使得电流变得越来越大，导致系统无法稳定。但是，当负载功率增加，恒压输入条件下要求系统能够提供更大的峰值电流以提供更大的功率，因此恒定峰值电流限定了系统的最大输入功率范围。在系统所带的负载发生变化，电压外环要求提升功率时，将引起系统的不稳定。

恒定谷值电流控制是用恒定谷值输入电流代替峰值电流控制占空比。针对本发明所提出的四开关Buck-Boost变换器电路拓扑，恒定谷值电流控制不仅保证了功率范围内系统的稳定运行，而且通过限定谷值电流为零还能特定的实现开关管的零电流开通，降低功率损耗，提高变换器的转换效率。

如图3所示，本发明还提供了一种如上述的一种设有软开关的四开关Buck-Boost变换器电路的控制方法，具体步骤如下：

100.判断四开关Buck-Boost变换器电路当前的工作状态；

若电路的工作状态为Boost状态，则进入步骤101；

除了已知目前电路的工作状态为Boost状态外，在Boost状态中的电路中的功率MOSFET管Q₁长期处于开通状态、功率MOSFET管Q₃长期处于断开状态，因此还可以根据目标输出电压相对于输入电压源为升压，功率MOSFET管Q₁长期处于开通状态而功率MOSFET管Q₃长期处于断开状态时，，判断当前状态为Boost状态。

若电路的工作状态为Buck状态，则进入步骤103；

除了已知目前电路的工作状态为Buck状态外，在Buck状态中的电路中的功率MOSFET管Q₄长期处于开通状态、功率MOSFET管Q₂长期处于断开状态，因此还可以根据目标输出电压相对于输入电压源为降压，功率MOSFET管Q₄长期处于开通状态而功率MOSFET管Q₂长期处于断开状态时，，判断当前状态为Buck状态。

101.此时电路中的软开关支路处于连通状态；在电路的总电流值为零的时刻，闭合功率MOSFET管Q₂，直到软开关支路的电流降为零；即在t0时刻Q₂开通，Q₄关断，Q_a2开通，电源给主电感L充电，主电感电流i_L增加，辅助电感电流i_La正向减小到零。选取合适的辅助电感大小，使得t0时刻i_L和i_La大小相等方向相反，因此叠加后的电流总和i_o从零开始增加，功率MOSFET管Q₂实现零电流开通。

102.断开软开关支路，使得功率MOSFET管Q₄零电压开通，直到主电感L的电流值开始下降，进入步骤105；即t1时刻Q₂维持开通状态，Q₄维持关断状态，Q_a2关断，主电感电流i_L继续成比例增加，i_o和i_L大小方向相同；t2时刻Q₂关断，Q₄和Q_a2维持关断状态，在Q₂关断后Q₄开通前，由于主电感电流i_L不能突变，i_L继续向C_a2充电，使C_a2上的电压由0V充电到输出电压；t3时刻Q₂维持关断状态，Q₄开通，Q_a2维持关断状态，在t3时刻由于C_a2端电压和输出电压相同，因此满足功率MOSFET管Q₄的零电压开通条件，抑制了Q₄的开通损耗；Q₄开通后，输入电压源U_in和主电感L一起向负载供电，主电感电流i_L成比例减小，i_o和i_L大小方向相同。

103.此时软开关支路处于连通状态，在电路的总电流值为零的时刻，闭合功率MOSFET管Q₁，直到软开关支路的电流降为零；即t0时刻Q₁开通，Q₃关断，电源通过Q₁、主电感L、Q₄给主电感充电以及负载供电，主电感电流i_L增加，辅助电感电流i_La减小到零。在t0时刻i_L和i_La大小相等方向相反，因此叠加后的电流总和i_o从零开始增加，功率MOSFET管Q₁实现零电流开通。

104.断开软开关支路，使得功率MOSFET管Q₃零电压开通，直到主电感L的电流值开始下降；t1时刻Q₁维持开通状态，Q₃维持关断状态，Q_a2关断，电源继续给主电感充电、负载供电，主电感电流i_L继续成比例增加，i_o和i_L大小方向相同；t2时刻Q₁关断，Q₃和Q_a2维持关断状态，在Q₁关断Q₃开 通前，由于主电感电流i_L不能突变，主电感L、支撑电容C_a1、Q₄以及负载构成回路，给负载供电；t3时刻Q₁维持关断状态，Q₃开通，Q_a2维持关断状态；Q₃开通后，主电感L、Q₃、Q₄以及负载构成回路，向负载供电，主电感电流i_L成比例减小，i_o和i_L大小方向相同。

105.再次连通软开关支路，直到四开关Buck-Boost变换器电路的总电流为零，控制结束；Boost状态下，t4时刻Q₂维持关断状态，Q₄维持开通状态，Q_a2开通，i_L继续成比例减小，L_a开始充电，i_La反向增加，i_L和i_La叠加后的电流总和i_o减小，直到t5时刻减小为零；Buck状态下，t4时刻Q₁维持关断状态，Q₃维持开通状态，Q_a2开通，i_L继续成比例减小，L_a开始充电，i_La反向增加，i_L和i_La叠加后的电流总和i_o减小，直到t5时刻减小为零。

在谷值电流控制下，实现了电路在任意一种工作模式下都能满足零电流开通及零电压关断，有效且可靠地降低开关损耗，拓扑结构简单且转换效率高；使得电路得以稳定运行，提高了电路的工作效率及安全性。

如图4所示，步骤101具体如下：

200.在电路的总电流值为零的时刻，闭合功率MOSFET管Q₂，并断开功率MOSFET管Q₄；其中，工作状态为Boost状态时的电路中的功率MOSFET管Q₃断开、功率MOSFET管Q₁闭合，且所述电路中的软开关支路闭合；

201.控制辅助单元的电流取值与主电感L的电流值相同，实现功率MOSFET管Q₁的零电流开通，直到软开关支路的电流降为零，进入步骤102。

如图5所示，步骤102具体如下：

300.在软开关支路中的电流降为零的时刻，断开软开关支路中的软开关单元，电压源U_in为主电感L及各负载供电，直到持续到预先设定的功率MOSFET管Q₂的关断时刻，进入步骤301；

301.断开功率MOSFET管Q₂，直到支撑电容C_a2的电压值上升至输出电压值，进入步骤302；

302.闭合MOSFET管Q₄，实现MOSFET管Q₄的零电压开通；直到主电感L的电流值开始下降时，进入步骤105。

如图6所示，步骤103具体如下：

400.在电路的总电流值为零的时刻，闭合功率MOSFET管Q₁，并断开功率MOSFET管Q₃；其中，工作状态为Buck状态时的电路中的功率MOSFET管Q₂断开、功率MOSFET管Q₄闭合，且所述电路中的软开关支路闭合；

401.控制辅助单元的电流取值与主电感L的电流值相同，实现功率MOSFET管Q₁的零电流开通，直到软开关支路的电流降为零，进入步骤104。

如图7所示，步骤104具体如下：

500.在软开关支路的电流降为零的时刻，断开软开关支路中的软开关单元，电压源U_in为主电感L及各负载供电，直到持续到预先设定的功率MOSFET管Q₁的关断时刻，进入步骤501；

501.断开功率MOSFET管Q₁，直到支撑电容C_a1的电压值上升至输出电压值，进入步骤502；

502.闭合MOSFET管Q₃，实现MOSFET管Q₃的零电压开通；直到主电感L的电流值开始下降，进入步骤105。

其中，步骤105具体如下：

在主电感L的电流值开始下降的时刻，再次连通软开关支路中的软开关单元，直到四开关Buck-Boost变换器电路的总电流为零，控制结束。

本发明提供一种设有软开关的四开关Buck-Boost变换器电路及其控制方法的具体应用例，如下：

本具体应用例中的一种加入了软开关的新型软开关四开关Buck-Boost变换器包括：传统四开关Buck-Boost变换电路，用于实现输入电压到输出电压基本的升降压功能；新型软开关电路，用于实现开关管的零电流开通和零电压关断。

新型软开关电路包括辅助电感L_a、功率MOSFET管Q_a1和Q_a2、支撑电容C_a1和C_a2；

功率MOSFET管Q_a1的S极与Q_a2的S极相连，辅助电感L_a与功率MOSFET管Q_a1的D极相连后组成串联电路，并联于主电感L的两端；支撑电容C_a1和C_a2分别并联于功率MOSFET管Q₃和Q₂的两端。

传统四开关Buck-Boost变换电路包括输入电容C_in、功率MOSFET管Q₁、Q₂、Q₃和Q₄、主电感L及输出电容C_out；

输入电容C_in并联于输入电压源两端；功率MOSFET管Q₁、Q₃的D极分别与输入电压源的正极和主电感L的一端相连，S极分别与主电感L的一端和输入电压源的负极相连；功率MOSFET管Q₂、Q₄的D极分别与主电感L的另一端和输出电容C_out的一端相连，S极分别与输出电容C_out的另一端和主电感L的另一端相连。

(一)在Boost状态下：

新型软开关四开关Buck-Boost变换器工作于Boost模式下的五种工作模式，考虑到输入电容C_in和输出电容C_out足够大，输入端等效为恒压源；所有二极管均视为理想元件；Boost模式工作下，电路进入稳态后，在一个周期内电路的工作过程可分为5个模式，其中功率MOSFET管Q₁、Q_a1一直开通，Q₃一直关断；

如图8所示，阶段1(t0-t1)：t0时刻Q₂开通，Q₄关断，Q_a2开通，电源给主电感L充电，主电感电流i_L增加，辅助电感电流i_La正向减小到零。选取合适的辅助电感大小，使得t0时刻i_L和i_La大小相等方向相反，因此叠加后的电流总和i_o从零开始增加，功率MOSFET管Q₂实现零电流开通；

如图9所示，阶段2(t1-t2)：t1时刻Q₂维持开通状态，Q₄维持关断状态，Q_a2关断，主电感电流i_L继续成比例增加，i_o和i_L大小方向相同；

如图10所示，阶段3(t2-t3)：t2时刻Q₂关断，Q₄和Q_a2维持关断状态，在Q₂关断后Q₄开通前，由于主电感电流i_L不能突变，i_L继续向C_a2充电，使C_a2上的电压由0V充电到输出电压；

如图11所示，阶段4(t3-t4)：t3时刻Q₂维持关断状态，Q₄开通，Q_a2维持关断状态，在t3时刻由于C_a2端电压和输出电压相同，因此满足功率MOSFET管Q₄的零电压开通条件，抑制了Q₄的开通损耗；Q₄开通后，输入电压源U_in和主电感L一起向负载供电，主电感电流i_L成比例减小，i_o和i_L大小方向相同；

如图12所示，阶段5(t4-t5)：t4时刻Q₂维持关断状态，Q₄维持开通状态，Q_a2开通，i_L继续成比例减小，L_a开始充电，i_La反向增加，i_L和i_La叠加后的电流总和i_o减小，直到t5时刻减小为零。

如图13所示为Boost模式工作下电路的理想波形图；

新型软开关四开关Buck-Boost变换器采用恒定谷值电流控制策略，恒定谷值电流控制限定了总电流的谷值而确保峰值可变，使变换器在负载功率变化后也可很快达到稳定运行状态，结合图4中辅助电感电流i_La波形，可知变换器在Boost模式下进入稳态工作后，在t0时刻主电感电流i_L和辅助电感电流i_La大小相等，方向相反，满足下式：

$i_{Lmax}-\frac{U_{in}}{L}{D}_{1}T=\frac{U_{out}-U_{in}}{L_a}{D}_{2}T-K$

其中，i_Lmax为主电感电流的峰值，D₁为功率MOSFET管Q₂的稳态占空比，D₂为功率MOSFET管Q_a2的稳态占空比，K为一系数；

辅助电感电流i_La与主电感电流i_L方向相反，满足D₂+D'₂+D″₂＝1，其中i_Lamax为辅助电感电流最大值，D₂T为功率MOSFET管Q_a2的开通时间，(D'₂+D″₂)T为功率MOSFET管Q_a2的关断时间，D′₂T为辅助电感电流减小时间段，D₂T为辅助电感电流为零时间段；则可知在一个开关周期T内辅助电感电流的平均值为

加了软开关电路后主电感电流的平均值变为其中为加了软开关后主电感电流平均值，为未加软开关电路主电感电流平均值；代入△i_La后得在变换器进入稳态运行后，其中和都为常数，则可简化为 其中C₁、C₂和C₃都为常数；

所述功率MOSFET管Q_a2的稳态占空比可由上式求得；当采用电流峰值控制时，在负载增加，电流出现波动时，采样n-1时刻的电流峰值变大，相应求得的Q_a2的稳态占空比增加，直接导致n时刻的电流峰值继续增加，不断迭加将造成变换器不能稳定工作；

当采用恒定电流谷值控制，限定总电流的谷值为零，在负载增加时，总电流的峰值相应增加，输出功率不再受恒定峰值电流限制，确保变换器稳定运行；同时总电流谷值限定为零实现了功率MOSFET管Q₂的零电流开通，开关损耗降低。

验证零电流开通的过程如下：

步骤1：采集软开关四开关Buck-Boost变换器工作过程中的数据；

所述软开关四开关Buck-Boost变换器工作过程中的数据包括电流总和峰值i_omax，输入电容C_in两端的输入电压U_in，输出电容C_out两端的输出电压U_out；

步骤2：以变换器工作于Boost模式为例进行分析，Buck模式下分析类似；当变换器工作于Boost模式，功率MOSFET管Q₁常开，Q₃常关，依据输出电压参考值与采样得到的U_out的差值△U_out对功率MOSFET管Q₂的占空比进行PI调节，得到功率MOSFET管Q₂的动态占空比，功率MOSFET管Q₄和功率MOSFET管Q₂的占空比互补；

步骤3：变换器在Boost模式下工作进入稳态后，在t0时刻主电感电流i_L和辅助电感电流i_La大小相等，方向相反，满足下式：

$i_{Lmax}-\frac{U_{in}}{L}{D}_{1}T=\frac{U_{out}-U_{in}}{L_a}{D}_{2}T-K$

其中，i_Lmax为主电感电流的峰值，D₁为功率MOSFET管Q₂的稳态占空比，D₂为功率MOSFET管Q_a2的稳态占空比，K为一系数；在t0时刻功率MOSFET管Q₂满足零电流开通，此时电流总和应为零，即限定谷值电流为零，所以系数K取值零；依据采样电流总和的谷值与限定值零的差值对功率MOSFET管Q_a2的占空比进行PI调节，得到功率MOSFET管Q_a2的动态占空比。

本具体应用例进行了电阻负载实验，在实验室设计了一个输入电压范围8～55V、输出电压范围0～83V的模块电源，控制芯片为ARM；实验中输入为20V恒压源，目标输出电压50V，电阻负载25Ω，其中一组实验无软开关电路功率MOSFET管Q_a1和Q_a2的驱动信号，使其处于关断状态，软开关电路不工作，另一组实验有软开关电路功率MOSFET管Q_a1和Q_a2的驱动信号，软开关电路工作。测得两组实验下总电流波形，实测结果与理论 分析基本一致；同时用功率测量仪分别测得两组实验下变换器的工作效率分别为89和93。可知加了软开关电路后，在总电流谷值为零处功率MOSFET管Q₃很好的实现了零电流开通，变换器工作效率提升了接近四个百分点。

(二)在Buck状态下：

当电路工作于Buck模式，进入稳态后在一个开关周期内电路的工作过程可分为5个阶段(Buck模式下功率MOSFET管Q₄、Q_a1一直开通，Q₂一直关断)：

如图14所示，阶段1(t0-t1)：t0时刻Q₁开通，Q₃关断，电源通过Q₁、主电感L、Q₄给主电感充电以及负载供电，主电感电流i_L增加，辅助电感电流i_La减小到零。在t0时刻i_L和i_La大小相等方向相反，因此叠加后的电流总和i_o从零开始增加，功率MOSFET管Q₁实现零电流开通；

如图15所示，阶段2(t1-t2)：t1时刻Q₁维持开通状态，Q₃维持关断状态，Q_a2关断，电源继续给主电感充电、负载供电，主电感电流i_L继续成比例增加，i_o和i_L大小方向相同；

如图16所示，阶段3(t2-t3)：t2时刻Q₁关断，Q₃和Q_a2维持关断状态，在Q₁关断Q₃开通前，由于主电感电流i_L不能突变，主电感L、支撑电容C_a1、Q₄以及负载构成回路，给负载供电；

如图17所示，阶段4(t3-t4)：t3时刻Q₁维持关断状态，Q₃开通，Q_a2维持关断状态；Q₃开通后，主电感L、Q₃、Q₄以及负载构成回路，向负载供电，主电感电流i_L成比例减小，i_o和i_L大小方向相同；

如图18所示，阶段5(t4-t5)：t4时刻Q₁维持关断状态，Q₃维持开通状态，Q_a2开通，i_L继续成比例减小，L_a开始充电，i_La反向增加，i_L和i_La叠 加后的电流总和i_o减小，直到t5时刻减小为零。

如图19所示为Buck模式下电路工作理想波形示意图。

上述中提及的t0至t5时刻，以Boost状态下为例，分别为：

t0为初始控制时间，t1时刻为软开关电路电流降为0时刻；t2时刻为Boost电路根据输入输出升压比计算的Q2关断时刻；t3时刻为Ca2的电压与输出电压相同的时刻；t4时刻为软开关电路电流从0开始上升时刻。

注：t1时刻和t4时刻可通过如下式子计算：

可取t0-t1时间段在一个开关周期T的占比为Da1，t4-t5时间段在一个开关周期T内的占比为Da2：

i_Lamax＝i_Lmin，联立三式，可得

i_Lamax＝i_Lmin，联立三式，可得

根据上式所求得Da1和Da2则可知t1和t4时刻点。

本发明的说明书中，说明了大量具体细节。然而能够理解的是，本发明的实施例可以在没有这些具体细节的情况下实践。在一些实例中，并未详细示出公知的方法、结构和技术，以便不模糊对本说明书的理解。类似地，应当理解，为了精简本发明公开并帮助理解各个发明方面中的一个或多个，在上面对本发明的示例性实施例的描述中，本发明的各个特征有时被一起分组到单个实施例、图、或者对其的描述中。然而，并不应将该公开的方法解释呈反映如下意图：即所要求保护的本发明要求比在每个权利要求中所明确记载的特征更多的特征。更确切地说，如权利要求书所反映的那样，发明方面在于少于前面公开的单个实施例的所有特征。因此，遵 循具体实施方式的权利要求书由此明确地并入该具体实施方式，其中每个权利要求本身都作为本发明的单独实施例。

最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围，其均应涵盖在本发明的权利要求和说明书的范围当中。