伪连续导电模式单电感双输出开关变换器组合型动态续流控制方法及其装置与流程

本发明涉及多路输出开关变换器的控制方法及其装置，属于电力电子设备领域，具体为一种伪连续导电模式单电感双输出开关变换器组合型动态续流控制方法及其装置。

背景技术：

智能手机、数码产品中的不同模块通常需要不同的供电电压，因此，随着便携式设备的大规模普及，研究具有多路输出能力的开关变换器非常必要。单电感多输出开关变换器具有系统体积小、成本低，并且可实现对输出支路独立调节的优点，可广泛应用于平板电脑，便携式信息设备，LED驱动等领域。

与单输出开关变换器类似，选择不同的电路参数，单电感双输出开关变换器可工作于电感电流连续导电模式(continuous conduction mode,CCM)、断续导电模式(discontinuous conduction mode,DCM)和伪连续导电模式(pseudo-continuous conduction mode,PCCM)。当单电感双输出开关变换器工作于CCM时，具有带载能力强、电感电流纹波小的优点，但由于两条输出支路共用一个电感，通过电感将各输出支路耦合在一起，输出支路间存在交叉影响；工作于DCM时，由于各输出支路存在电感电流为零的阶段，实现了功率解耦，避免了交叉影响，但在大功率场合下具有较大的电流纹波和EMI噪声，仅适用于小功率场合；工作于PCCM时，兼顾了CCM和DCM开关变换器的优点，既可有效抑制交叉影响，也具有较强的带载能力。

开关变换器的控制技术对开关电源的性能有着极大的影响。传统的电压型控制具有实现简单、抗干扰能力强等优点，但受误差放大器的影响，输入和负载瞬态响应较慢。在电流型控制中，峰值电流控制具有比电压型控制更快的输入瞬态响应速度，易于实现变换器的过流保护，但不能精确控制平均电流，负载瞬态响应速度没有得到改善。其它类型的电流控制，如平均电流控制和谷值电流控制，分别提高了电流的控制精度和输入瞬态性能，但依然没有提高负载瞬态性能。V²控制是一种“电压型”+“电压型”组合的电压双环控制，其外环与峰值电流控制相同，内环含有输出电压纹波的信息；当负载发生变化时，由于电感电流不能突变，负载电流的变化首先在输出电容支路体现出来，引起输出电容等效串联电阻上纹波电压的变化，因此，该控制方法对负载变化具有快速的瞬态响应速度。但是当输出电容的等效串联电阻较小时，输出电压纹波是非线性的，变换器无法稳定工作。另一方面，续流开关管的控制对PCCM开关变换器的特性也有很大影响。传统PCCM开关变换器的续流控制采用恒定参考电流控制(Constant-Reference-Current,CRC)方式，该控制方式在轻载条件下的变换器效率较低。为了提高变换器的效率，可在不同负载情况下调整续流电流值。

技术实现要素：

本发明的目的是提供一种单电感双输出开关变换器的控制方法及其装置，使之克服现有PCCM单电感双输出开关变换器的技术缺点，同时具有良好的稳定性和瞬态性能、较小的交叉影响和较高的变换器效率，且能够适用于多种拓扑结构的单电感双输出开关变换器。

本发明采用的技术方案如下：

伪连续导电模式单电感双输出开关变换器组合型动态续流控制方法，主开关管采用输出电压结合电容电流的组合型控制，续流开关管采用动态续流控制；其具体实施方式为：在每个开关周期内，检测两条输出支路的输出电压、输出电流、电容电流，得到信号V_oa和V_ob、I_oa和I_ob、I_ca和I_cb；将V_oa和电压基准值V_ref1送入到第一误差放大器EA1产生信号V_e1，将V_ob和电压基准值V_ref2送入到第二误差放大器EA2产生信号V_e2；将V_e1、V_e2、I_ca和I_cb送入第一脉冲信号产生器PGR生成信号RR，时钟信号CLK和信号RR经过第一触发器RS1产生脉冲信号V_p1，用以控制变换器主开关管的导通和关断；时钟信号CLK经过第三触发器D产生脉冲信号V_pa和V_pb，用以控制变换器支路开关管的导通和关断；将I_ca、I_cb、I_oa和I_ob送入到第二脉冲信号产生器PGS生成信号SS；信号SS和第一触发器RS1的Q端信号经过第二触发器RS2产生脉冲信号V_p2，用以控制续流开关管的导通和关断。

一种伪连续导电模式单电感双输出开关变换器组合型动态续流控制装置，包括第一电压检测电路VS1、第二电压检测电路VS2，第一电流检测电路IS1、第二电流检测电路IS2、第三电流检测电路IS3、第四电流检测电路IS4，第一误差放大器EA1、第二误差放大器EA2，第一脉冲信号产生器PGR、第二脉冲信号产生器PGS，第一触发器RS1、第二触发器RS2、第三触发器D，第一驱动电路DR1、第二驱动电路DR2、第三驱动电路DR3和第四驱动电路DR4；所述的第一电压检测电路VS1与第一误差放大器EA1相连，第二电压检测电路VS2与第二误差放大器EA2相连；第一电压检测电路VS1、第二电压检测电路VS2、第一误差放大器EA1、第二误差放大器EA2、第三触发器D的Q1端和Q端、第一电流检测电路IS1、第二电流检测电路IS2均与第一脉冲信号产生器PGR相连；第一脉冲信号产生器PGR与第一触发器RS1的R端相连；所述的第一电流检测电路IS1、第二电流检测电路IS2、第三电流检测电路IS3、第四电流检测电路IS4，第三触发器D的Q1端和Q端均与第二脉冲信号产生器PGS相连；第二脉冲信号产生器PGS与第二触发器RS2的S端相连，时钟信号CLK分别与第一触发器RS1的S端和第三触发器D的C端相连，同时，第三触发器D的Q1端接入到D端；第一触发器RS1的Q端连接第一驱动电路DR1，第三触发器D的Q端连接第二驱动电路DR2，第三触发器D的Q1端连接第三驱动电路DR3，第二触发器RS2的Q端连接第四驱动电路DR4。

进一步地，所述的第一脉冲信号产生器PGR包括第一加法器ADD1、第二加法器ADD2，第一比较器CMP1、第二比较器CMP2，第一与门AND1、第二与门AND2，以及第一或门OR1；第一电压检测电路VS1的输出端连接到第一加法器ADD1的输入端，第一电流检测电路IS1的输出端通过系数为k1的乘法器后连接到第一加法器ADD1的另一输入端；第二电压检测电路VS2的输出端连接到第二加法器ADD2的输入端，第二电流检测电路IS2的输出端通过系数为k2的乘法器连接到第二加法器ADD2的另一输入端；第一误差放大器EA1的输出端和第一加法器ADD1的输出端分别连接到第一比较器CMP1的输入端，第二误差放大器EA2的输出端和第二加法器ADD2的输出端分别连接到第二比较器CMP2的输入端；第一比较器CMP1的输出端和第三触发器D的Q输出端分别连接到第一与门AND1的输入端，第二比较器CMP2输出端和第三触发器D的Q1输出端分别连接到第二与门AND2的输入端；第一与门AND1的输出端和第二与门AND2的输出端分别连接到第一或门OR1的输入端。

进一步地，所述的第二脉冲信号产生器PGS包括第三比较器CMP3、第四比较器CMP4，第三与门AND3、第四与门AND4，以及第二或门OR2；第一电流检测电路IS1的输出端和第三电流检测电路IS3的输出端分别连接到第三比较器CMP3的输入端，第二电流检测电路IS2的输出端和第四电流检测电路IS4的输出端分别连接到第四比较器CMP4的输入端；第三比较器CMP3的输出端和第三触发器D的Q输出端分别连接到第三与门AND3的输入端，第四比较器CMP4的输出端和第三触发器D的Q1输出端分别连接到第四与门AND4的输入端；第三与门AND3的输出端和第四与门AND4的输出端分别连接到第二或门OR2的输入端。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

一、本发明为PCCM单电感双输出开关变换器提供一种有效的控制方法，具有很好的稳定性；当其中一条输出支路负载发生变化时，另一条输出支路的电压基本不变，具有很小的交叉影响。

二、与主开关管采用电压型控制、续流开关管采用CRC控制的控制方法(记为V-CRC控制)相比，本发明的PCCM单电感双输出开关变换器在输入电压发生改变时，能够快速调节主开关管和支路开关管的导通和关断，输出电压超调量小，调节时间短，输入瞬态性能好。

三、与V-CRC控制相比，本发明的PCCM单电感双输出开关变换器在负载变化时具有快速的瞬态响应速度，输出电压的超调量小，支路间的交叉影响小。

四、与V-CRC控制相比，本发明的PCCM单电感双输出开关变换器在重载条件下，通过动态提高续流电流值，使变换器始终工作于PCCM，保证很小的交叉影响；轻载条件下，通过动态降低续流电流值，避免续流阶段过长，从而提高轻载效率。

附图说明

图1为本发明实施例一控制方法的电路结构框图。

图2为本发明实施例一的第一脉冲信号产生器PGR的电路结构框图。

图3为本发明实施例一的第二脉冲信号产生器PGS的电路结构框图。

图4为本发明实施例一的电路结构框图。

图5为本发明实施例一的PCCM单电感双输出开关变换器稳态工作时的主要波形示意图。

图6为本发明实施例一和V-CRC控制的变换器TD在输入电压突变时的瞬态时域仿真波形。

图7为本发明实施例一和V-CRC控制的变换器TD在a支路负载突变时输出电压瞬态时域仿真波形图。

图8为本发明实施例一和V-CRC控制的变换器TD在b支路负载突变时输出电压瞬态时域仿真波形图。

图9为分别采用本发明和V-CRC控制的变换器TD随负载变化时的效率曲线图。

图10为本发明实施例一控制的变换器TD在电路参数改变后，支路负载突变时输出电压瞬态时域仿真波形图。

图11为本发明实施例二的电路结构框图。

具体实施方式

下面通过具体的实例并结合附图对本发明做进一步详细的描述。

实施例一

图1示出，本发明的一种具体实施方式为：PCCM单电感双输出开关变换器组合型动态续流控制装置，主要由第一电压检测电路VS1、第二电压检测电路VS2，第一电流检测电路IS1、第二电流检测电路IS2、第三电流检测电路IS3、第四电流检测电路IS4，第一误差放大器EA1、第二误差放大器EA2，第一脉冲信号产生器PGR、第二脉冲信号产生器PGS，第一触发器RS1、第一触发器RS2、第三触发器D，第一驱动电路DR1、第二驱动电路DR2、第三驱动电路DR3和第四驱动电路DR4组成；在每个开关周期内，检测两条输出支路的输出电压、输出电流和电容电流，得到信号V_oa和V_ob、I_oa和I_ob、I_ca和I_cb；将V_oa和预设的电压基准值V_ref1送入到第一误差放大器EA1产生误差放大信号V_e1，将V_ob和预设的电压基准值V_ref2送入到第二误差放大器EA2产生误差放大信号V_e2；将V_e1、V_e2、I_ca和I_cb送入第一脉冲信号产生器PGR生成信号RR，时钟信号CLK和信号RR经过第一触发器RS1产生脉冲信号V_p1，用以控制变换器主开关管的导通和关断；时钟信号CLK经过第三触发器D产生脉冲信号V_pa和V_pb，用以控制变换器支路开关管的导通和关断；将I_ca、I_cb、I_oa和I_ob送入到第二脉冲信号产生器PGS生成信号SS；信号SS和第一触发器RS1的Q端信号经过第二触发器RS2产生脉冲信号V_p2，用以控制续流开关管的关断和导通。

其中，第一脉冲产生器PGR的功能为：通过比较各支路输出电压、电容电流的组合信号与误差放大信号，从而产生第一触发器RS1的复位信号RR；第二脉冲产生器PGS的功能为：通过比较各支路输出电流和电容电流的信号，从而产生第二触发器RS2的置位信号SS；第一触发器RS1和第二触发器RS2均采用RS触发器结构，第三触发器RS3采用D触发器结构。

图2示出，本例的第一脉冲产生器PGR的具体组成为：由第一加法器ADD1、第二加法器ADD2，第一比较器CMP1、第二比较器CMP2，第一与门AND1、第二与门AND2，以及第一或门OR1组成；将第一电压检测电路VS1的输出信号V_oa、第一电流检测电路IS1的输出信号I_ca乘以系数k1后送入第一加法器ADD1的输入端，第一加法器ADD1的输出端接第一比较器CMP1的正极性端；将第二电压检测电路VS2的输出信号V_ob、第二电流检测电路IS2的输出信号I_cb乘以系数k2后送入第二加法器ADD2的输入端，第二加法器ADD2的输出端接第二比较器CMP2的正极性端；第一误差放大器EA1、第二误差放大器EA2的输出信号V_e1、V_e2分别接第一比较器CMP1和第二比较器CMP2的负极性端；第一比较器CMP1的输出端和a输出支路的开关管控制信号V_pa接第一与门AND1的输入端，第二比较器CMP2的输出端和输出支路b的开关管控制信号V_pb接第二与门AND2的输入端；第一与门AND1和第二与门AND2的输出端接第一或门OR1的输入端。其中，k1、k2为放大系数。

图3示出，本例的第二脉冲产生器PGS的具体组成为：由第三比较器CMP3、第四比较器CMP4，第三与门AND3、第四与门AND4，以及第二或门OR2组成；将第一电流检测电路IS1的输出端连接在第三比较器CMP3的负极性端，第三电流检测电路IS3的输出端接入第三比较器CMP3的正极性端；第二电流检测电路IS2的输出端连接在第四比较器CMP4的负极性端，第四电流检测电路IS4的输出端连接在第四比较器CMP4的正极性端；第三比较器CMP3的输出端和第三触发器D的Q输出端连接第三与门AND3的输入端，第四比较器CMP4输出端和第三触发器D的Q1输出端连接第四与门AND4的输入端；第三与门AND3和第四与门AND4的输出端连接第二或门OR2的输入端。

本例采用图4的装置，可方便、快速地实现上述控制方法。图4示出，本例PCCM单电感双输出开关变换器组合型动态续流控制装置，由开关变换器TD和开关管S₁、S_a、S_b、续流开关管S₂的控制装置组成。

本例的装置其工作过程和原理是：

控制装置采用PCCM单电感双输出开关变换器组合型动态续流控制的工作过程和原理是：如图4、图5示出，每个开关周期开始时，时钟信号CLK输出高电平，即第三触发器D的C端输入高电平，第三触发器D的Q端控制脉冲信号V_pa为高电平，变换器支路开关管S_a导通，a支路工作，根据第三触发器D的工作原理：V_pa在信号CLK的下一个高电平来临之前保持不变，由于第三触发器D的Q1输出端与D端相连，控制脉冲信号V_pa和V_pb在一个周期内分别导通半个周期，且高低电平始终相反。同时，第一触发器RS1的S端输入高电平，第一触发器RS1的Q端控制脉冲信号V_p1为高电平，主开关管S₁导通，第一触发器RS1的Q端连接RS2的R端，续流开关管S₂关断，电容电流I_ca上升，输出电压V_oa上升；当输出电压V_oa与电容电流I_ca的叠加信号上升到控制信号V_e1时，第一触发器RS1的R端输入信号RR为高电平，第一触发器RS1输出的控制脉冲信号V_p1变为低电平，S₁断开，电容电流I_ca下降，输出电压V_oa降低；当电容电流I_ca下降到输出电流I_oa时，第二触发器RS2的S端输入信号SS为高电平,第二触发器RS2输出的控制脉冲信号V_p2变为高电平，续流开关管S₂导通；a支路导通半个周期后，时钟信号CLK再次输出高电平，由于第三触发器D的Q1输出端与D端相连，第三触发器D的Q1端控制脉冲信号V_pb为高电平，支路开关管S_b导通，b支路工作，开关管S₁及续流开关管S₂的控制脉冲信号V_p1和V_p2的产生方法与支路a工作时产生方法相似。

第一脉冲信号产生器PGR完成信号RR的产生和输出：图2示出，输出电压V_oa与电容电流I_ca的叠加信号高于控制信号V_e1时，第一比较器CMP1的输出信号为高电平，反之，为低电平；输出电压V_ob与电容电流I_cb的叠加信号高于控制信号V_e2时，第二比较器CMP2的输出信号为高电平，反之，为低电平；当第一比较器CMP1的输出信号和脉冲信号V_pa同时为高电平时，第一与门AND1开通，第二与门AND2被封锁，第一或门OR1输出信号RR为高电平；同样，当第二比较器CMP2的输出信号和脉冲信号V_pb同时为高电平时，第二与门AND2开通，第一与门AND1被封锁，第一或门OR1输出信号RR为高电平。

第二脉冲信号产生器PGS完成信号SS的产生和输出：图3示出，电容电流I_ca信号低于输出电流I_oa时，第三比较器CMP3的输出信号为高电平，反之，为低电平；电容电流I_cb信号低于输出电流I_ob时，第四比较器CMP4的输出信号为高电平，反之，为低电平；当第三比较器CMP3的输出信号和脉冲信号V_pa同时为高电平时，第三与门AND3开通，第四与门AND4被封锁，第二或门OR2输出信号SS为高电平；同样，当第四比较器CMP4的输出信号和脉冲信号V_pb同时为高电平时，第四与门AND4开通，第三与门AND3被封锁，第二或门OR2输出信号SS为高电平。

本例的开关变换器TD为PCCM单电感双输出Buck变换器。

用PSIM仿真软件对本例的方法进行时域仿真分析，结果如下。

图5为本发明实施例一变换器在稳态工作时，时钟信号CLK、电感电流信号I_L、脉冲信号RR、脉冲信号SS及驱动信号V_pa、V_pb、V_p1、V_p2之间的关系示意图。从图中可以看出，采用本发明的单电感双输出开关变换器可以工作在PCCM。

图5的仿真条件为：输入电压V_in＝20V，a支路电压基准值V_ref1＝7V、b支路电压基准值V_ref2＝5V，电感L＝150μH(其等效串联电阻为50mΩ)，电容C_oa＝C_ob＝470μF，电容等效串联电阻R_ca＝R_cb＝100mΩ，负载电阻R_oa＝7Ω、R_ob＝5Ω，支路开关管开关频率为20kHz，开关管S₁、S₂、S_a、S_b的等效寄生电阻为50mΩ，二极管D1、D2的导通压降为0.4V，电容电流I_ca和I_cb的系数k1、k2均为0。

图6为采用本发明和V-CRC控制的PCCM单电感双输出Buck变换器在输入电压突变时(输入电压V_in从20V→40V变化)，两输出支路输出电压的瞬态时域仿真波形。仿真条件与图5一致。从图中可以看出：采用本发明的开关变换器a、b输出支路的输出电压V_oa、V_ob，在输入电压突变后，几乎没有调整过程便重新进入稳态；由此可见，本发明的PCCM单电感双输出Buck变换器输入瞬态性能好，调节时间短，输出电压瞬态变化量很小，抗输入波动能力强。

图7、图8分别为采用本发明和V-CRC控制的PCCM单电感双输出Buck变换器在输出支路a负载突变(输出支路a的输出电流I_oa从1A→0.5A变化)、输出支路b负载突变(输出支路b的输出电流I_ob从0.5A→1A变化)时两输出支路输出电压的时域仿真波形图。图7、图8的仿真条件与图5一致。从图中可以看出：采用本发明的PCCM单电感双输出Buck开关变换器，负载突变后的输出电压瞬态变化量小，调节时间很短，负载瞬态性能好，并且一条输出支路负载突变对另一条输出支路的交叉影响非常小。

图9为采用本发明和V-CRC控制的PCCM单电感双输出Buck变换器的效率曲线图。由图9可知，当负载功率较大时，两种方法下变换器都具有较高的效率；随着负载功率的减小，采用V-CRC控制的PCCM单电感双输出变换器的效率迅速大幅下降；而采用本发明的PCCM单电感双输出变换器在负载功率减小时效率一直维持在较高值，且有所提高。

如图10为本发明的PCCM单电感双输出Buck变换器在输出支路a负载突变时两输出支路输出电压的时域仿真波形图。与图5仿真条件不同之处在于：电容电流I_ca和I_cb的加权系数k1、k2均为0.2，输出电容C_oa和C_ob的等效串联电阻均为5mΩ。从图中可以看出，加入电容电流后，当输出电容等效串联电阻很小时，PCCM单电感双输出Buck变换器仍能稳定工作，且基本不影响其负载瞬态响应速度，两条输出支路间的交叉影响很小，具有很好的稳定性。

实施例二

如图11所示，本例与实施例一基本相同，不同之处是：本例控制的变换器TD为PCCM单电感双输出单端正激型变换器。

本发明除可用于以上实施例中的单电感双输出开关变换器外，也可用于PCCM单电感双输出半桥变换器、PCCM单电感双输出全桥变换器等多种多输出电路拓扑中。