电动汽车中的双向DC-DC电池组变换装置的制作方法

本实用新型属于供电系统的直流变换装置领域。

背景技术：

现在市面上DC-DC电池组变换装置中常用的TLP350是一款用来进行IGBT栅极驱动和POWER MOSFET栅极驱动的8PIN DIP封装的光电耦合器。它的输出峰值电流I_O＝±2.5A，非常适合用来驱动1200V的IGBT/MOSFET。具有高抗噪声能力、最小共模抑制、输出脉宽不受限制、开关速度快、体积小成本低等优点。虽然光耦隔离体积小且结构简单，但是存在共模抑制能力差，传输速度相对较慢等缺点。光耦隔离器件速度最快只有几十KHz，所以无法提升MOSFET管的开关速度。

现有技术中常常利用单片机产生PWM通过IR2110控制MOS(metal oxide semiconductor)管的开断。利用单片机的内部定时器设定时间基准，使定时器溢出n次的时间为PWM高电平的时间。根据设定的时间基准给定时器赋初值。设定标志位FLAG＝1PWM为高电平，当n累加到一定次数时，令FLAG＝0，PWM输出低电平。此方案可准确控制产生一定频率的PWM，但软件实现较为复杂。

综上所述，就需要一种简单易实现、传输速度快、精度高、电路稳定、低功耗高性能的双向DC-DC电池组变换装置。

技术实现要素：

针对上述现有技术很难满足简单易实现、传输速度快、精度高、电路稳定、低功耗高性能的问题，本实用新型提供了一种简单易实现、传输速度快、精度高、电路稳定、低功耗高性能的双向DC-DC变换装置。

本实用新型所涉及的电动汽车中的双向DC-DC电池组变换装置的技术方案如下：

电动汽车中的双向DC-DC电池组变换装置，它包括直流稳压电源、电池组、电流检测电路、过充保护电路、与门电路、步进控制电路和微处理器，它还包括双向buck-boost转换器电路、PWM调制电路；所述的双向buck-boost转换器电路包括主拓扑电路和驱动电路；

所述的直流稳压电源连接双向buck-boost转换器电路中的主拓扑电路，驱动电路接收与门电路所给的信号控制主拓扑电路在buck拓扑电路和boost拓扑电路之间转化，与门电路的输入端连接微处理器的输出端，与门电路的输出端连接PWM调制电路的输入端，PWM调制电路的输出端连接双向buck-boost转换器电路，主拓扑电路的输出端与电流检测电路的输入端连接，电流检测电路的输出端连接微控制器的输入端，步进控制电路的输入端连接微处理器的输出端，步进控制电路的输出端连接双向buck-boost转换器电路的输入端，电池组与双向buck-boost转换器电路双向连接，电池组的输出端连接负载，双向buck-boost转换器电路的输出端连接负载，过充保护电路的输入端连接双向buck-boost转换器电路的输出端，过充保护电路的输出端连接电池组。

所述的主拓扑电路包括2个端子P1、P2，5个电阻R3、R4、R5、R6、R7，3个电容C2、C3、C4，2个MOS管Q1、Q2，1个电感L1和2个二极管D1、D4；所述的电阻R5的一端连接端子P2的3号端口，电阻R5的另一端连接电阻R6的一端，电阻R6的另一端连接端子P2的1号端口，电阻R7的一端连接端子P2的1号端口、另一端接地，电容C3的一端连接端子P2的3号端口、另一端接地，电感L1的一端连接端子P2的3号端口，电感L1的另一端连接MOS管Q2的漏极，MOS管Q2的源极连接在电容C3和电阻R7之间，MOS管Q1的源极连接MOS管Q2的漏极，MOS管Q1的漏极连接端子P1的1号端口，二极管D1的阴极连接端子P1的1号端口，二极管D1的阳极连接二极管D4的阴极，二极管D4的阳极接地，二极管D4的阴极还与MOS管Q2的漏极连接，电容C2的一端连接端子P1的1号端口、另一端接地，电阻R3的一端连接端子P1的1号端口，电阻R3的另一端连接电阻R4的一端，电阻R4的另一端接地，电容C4并联在电阻R4的两端，端子P1的3号端口接地。

所述的驱动电路包括1个IR2110S芯片、2个电阻R1、R8，3个二极管D2、D3、D5，3个12V电压源；所述的IR2110S芯片的引脚VDD和引脚VCC分别连接两个12V电压源，引脚SD、VSS、COM分别接地，二极管D2的阳极连接12V电压源，二极管D2的阴极连接芯片IR2110S的引脚VB，电容C1的一端连接引脚VB、另一端连接引脚VS，引脚VC连接主拓扑电路中二极管D4的阴极，电阻R1的一端连接引脚VS、另一端接地，二极管D3的阴极连接引脚HO，二极管D3的阳极连接主拓扑电路中MOS管Q1的栅极，电阻R2并联在二极管D3的两端，二极管D5的阴极连接引脚LO，二极管D5的阳极连接主拓扑电路中MOS管Q2的栅极，电阻R8并联在二极管D5的两端。

所述的PWM调制电路包括1个TL494芯片，9个电阻R9、R10、R11、R12、R13、R14、R15、R16、R17，5个电容C5、C6、C7、C12、C13，所述的电阻R9的一端连接芯片TL494的引脚RT、另一端接地，电容C6的一端连接芯片TL494的引脚CT、另一端接地，引脚DTC接地，电阻R10的一端连接引脚IN1-，电阻R10的另一端连接电容C12的一端，电容C12的另一端连接电容C13的一端，电容C13的另一端连接电阻R15的一端，电阻R15的另一端连接引脚IN2-，电阻R11的一端连接引脚IN1-，电阻R11的另一端连接电阻R13的一端，电阻R13的另一端连接引脚IN2-，引脚CMPEN连接到电容C12和电容C13之间，同时引脚CMPEN连接到电阻R11和电阻R13之间，电阻R12的一端连接引脚IN2+，引脚GND接地，电阻R17的一端连接芯片TL494的引脚E2、另一端接地，引脚E1和引脚E2连接，电阻R14的一端连接芯片TL494的引脚E2，电阻R14的另一端连接电阻R16的一端，电阻R16的另一端接地，芯片TL494的引脚VCC、引脚C1、引脚C2并连接入12V电压源，电容C5的一端连接引脚VCC、另一端接地。

所述的与门电路包括3个逻辑单元U5A、U5B、U5C，所述的逻辑单元U5A的引脚13连接电阻R16和电阻R14之间，逻辑单元U5C的引脚11连接逻辑单元U5A的引脚13，逻辑单元U5A的引脚12连接驱动电路中芯片IR2110的引脚LIN，逻辑单元U5C的引脚8连接驱动电路中芯片IR2110的引脚HIN。

所述的电动汽车中的双向DC-DC电池组变换装置还包括按键控制模块和显示模块；按键控制模块和显示模块分别与微控制器连接。所述的微控制器为STM32F103C88T6。

本实用新型有益效果：

本实用新型所涉及的电动汽车中的双向DC-DC电池组变换装置，以主拓扑电路为核心，加以驱动电路、PWM调制电路、微控制器和其它辅助电路实现了在一定电压范围内对电池组恒流充电。本实用新型具有简单易实现、传输速度快、精度高、电路稳定、低功耗高性能的优点。

电池组充电时，输出的PWM波，通过IR2110驱动电路控制MOS管的开闭，使主拓扑结构变更为buck降压结构。输出电流经电阻转换成电压信号进行采集，再反馈差值进行PWM输出的调整，实现了恒流充电，过冲保护的功能。同样，电池组放电时，主拓扑结构为boost升压结构，最终实现稳压输出。经过电路的不断自动调整，使电源能交替工作在充电和放电状态，达到输入电压恒定的目的。

附图说明

图1为双向DC-DC电池组变换装置的系统框图；

图2为主拓扑电路图；

图3为驱动电路图；

图4为PWM调制电路图；

图5为与门电路图；

图6为TL494运放输出端的电压跟随器电路图；

图7为buck状态下输出电流的电流放大器电路图；

图8为boost状态下输出电压采样的电压跟随器电路图；

图9为双路单刀双掷开关RS的示意图；

图10为双路单刀双掷开关RL的示意图；

图11为双路单刀双掷开关RL的示意图；

图12为接线柱P3的示意图；

图13为接线柱P4的示意图；

图14为接线柱P5的示意图；

图15为电源控制板U2的电路图；

图16为微处理器电路连接图；

图17为显示模块电路连接图；

图18为编码电位器U7的电路图；

图19为编码电位器U8的电路图；

图20为DA转换器U5的电路图；

图21为DA转换器U6的电路图；

图22为AD转换器U4的电路图。

具体实施方式

下面结合实施例对本实用新型的技术方案做进一步的说明，但并不局限于此，凡是对本实用新型技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本实用新型技术方案的精神和范围，均应涵盖在本实用新型的保护范围中。

实施例1

在本实施例中，电动汽车中的双向DC-DC电池组变换装置，它包括直流稳压电源、电池组、电流检测电路、过充保护电路、与门电路、步进控制电路和微处理器，它还包括双向buck-boost转换器电路、PWM调制电路；所述的双向buck-boost转换器电路包括主拓扑电路和驱动电路；

所述的直流稳压电源连接双向buck-boost转换器电路中的主拓扑电路，驱动电路接收与门电路所给的信号控制主拓扑电路在buck拓扑电路和boost拓扑电路之间转化，与门电路的输入端连接微处理器的输出端，与门电路的输出端连接PWM调制电路的输入端，PWM调制电路的输出端连接双向buck-boost转换器电路，主拓扑电路的输出端与电流检测电路的输入端连接，电流检测电路的输出端连接微控制器的输入端，步进控制电路的输入端连接微处理器的输出端，步进控制电路的输出端连接双向buck-boost转换器电路的输入端，电池组与双向buck-boost转换器电路双向连接，电池组的输出端连接负载，双向buck-boost转换器电路的输出端连接负载，过充保护电路的输入端连接双向buck-boost转换器电路的输出端，过充保护电路的输出端连接电池组。所述的直流稳压电源由电源控制板提供。

结合图1、图2说明本实施例，本实用新型所涉及的电动汽车中的双向DC-DC电池组变换装置，所述的主拓扑电路包括2个端子P1、P2，5个电阻R3、R4、R5、R6、R7，3个电容C2、C3、C4，2个MOS管Q1、Q2，1个电感L1和2个二极管D1、D4；所述的电阻R5的一端连接端子P2的3号端口，电阻R5的另一端连接电阻R6的一端，电阻R6的另一端连接端子P2的1号端口，电阻R7的一端连接端子P2的1号端口、另一端接地，电容C3的一端连接端子P2的3号端口、另一端接地，电感L1的一端连接端子P2的3号端口，电感L1的另一端连接MOS管Q2的漏极，MOS管Q2的源极连接在电容C3和电阻R7之间，MOS管Q1的源极连接MOS管Q2的漏极，MOS管Q1的漏极连接端子P1的1号端口，二极管D1的阴极连接端子P1的1号端口，二极管D1的阳极连接二极管D4的阴极，二极管D4的阳极接地，二极管D4的阴极还与MOS管Q2的漏极连接，电容C2的一端连接端子P1的1号端口、另一端接地，电阻R3的一端连接端子P1的1号端口，电阻R3的另一端连接电阻R4的一端，电阻R4的另一端接地，电容C4并联在电阻R4的两端，端子P1的3号端口接地。

在一个周期内的主拓扑工作可分为两个阶段，当P1端开通，P2端闭合时，电路结构为buck降压拓扑；当P2端开通，P1端闭合时，电路结构为boost升压拓扑。初始状态时Q1、Q2均关断，电感电容上没有能量储存。

(1)第一阶段：给予MOS管栅极一个高电平驱动信号，使得Q1导通。电感上的能量开始从零增加，处于储能状态，拓扑结构为降压结构。

(2)第二阶段：Q2开通，电解电容放电，电感上的电流反向流过Q2，电感两端能量开始减小，拓扑结构为升压结构。

结合图3、图4说明本实施例，本实用新型所涉及的电动汽车中的双向DC-DC电池组变换装置，所述的驱动电路包括1个IR2110S芯片、2个电阻R1、R8，3个二极管D2、D3、D5，3个12V电压源；所述的IR2110S芯片的引脚VDD和引脚VCC分别连接两个12V电压源，引脚SD、VSS、COM分别接地，二极管D2的阳极连接12V电压源，二极管D2的阴极连接芯片IR2110S的引脚VB，电容C1的一端连接引脚VB、另一端连接引脚VS，引脚VC连接主拓扑电路中二极管D4的阴极，电阻R1的一端连接引脚VS、另一端接地，二极管D3的阴极连接引脚HO，二极管D3的阳极连接主拓扑电路中MOS管Q1的栅极，电阻R2并联在二极管D3的两端，二极管D5的阴极连接引脚LO，二极管D5的阳极连接主拓扑电路中MOS管Q2的栅极，电阻R8并联在二极管D5的两端。

因为MOS管存在高边浮空驱动的问题，所以选用IR2110作为MOS驱动器件，利用自举电路可以完成对高边MOS管的驱动。IR2110具有独立的低端和高端输入通道，其悬浮电源采用自举电路，高端工作电压可达500V，15V下的静态功耗仅116mW。

所述的PWM调制电路包括1个TL494芯片，9个电阻R9、R10、R11、R12、R13、R14、R15、R16、R17，5个电容C5、C6、C7、C12、C13，所述的电阻R9的一端连接芯片TL494的引脚RT、另一端接地，电容C6的一端连接芯片TL494的引脚CT、另一端接地，引脚DTC接地，电阻R10的一端连接引脚IN1-，电阻R10的另一端连接电容C12的一端，电容C12的另一端连接电容C13的一端，电容C13的另一端连接电阻R15的一端，电阻R15的另一端连接引脚IN2-，电阻R11的一端连接引脚IN1-，电阻R11的另一端连接电阻R13的一端，电阻R13的另一端连接引脚IN2-，引脚CMPEN连接到电容C12和电容C13之间，同时引脚CMPEN连接到电阻R11和电阻R13之间，电阻R12的一端连接引脚IN2+，引脚GND接地，电阻R17的一端连接芯片TL494的引脚E2、另一端接地，引脚E1和引脚E2连接，电阻R14的一端连接芯片TL494的引脚E2，电阻R14的另一端连接电阻R16的一端，电阻R16的另一端接地，芯片TL494的引脚VCC、引脚C1、引脚C2并连接入12V电压源，电容C5的一端连接引脚VCC、另一端接地。

TL494是一种频率可以任意设定的脉宽调制控制器。它含有振荡频率由外接电阻原件Rt、电容元件Ct确定的锯齿波振荡器，输出脉冲的宽度调制由电容Ct两端的正向锯齿波和控制信号比较后得到的，随着控制信号幅值增加，输出脉冲的宽度将减小。由RC产生的适当频率的信号先经过驱动电路放大及整形，再直接作用在主功率电路的大功率器件MOS管上，从而控制了输出电流的大小。由微控制器经D/A产生基准信号接入反馈输入端，可通过调节每个脉冲的占空比来稳定输出以及进行各种保护。

结合图5说明本实施例，本实用新型所涉及的电动汽车中的双向DC-DC电池组变换装置，所述的与门电路包括3个逻辑单元U5A、U5B、U5C，所述的逻辑单元U5A的引脚13连接电阻R16和电阻R14之间，逻辑单元U5C的引脚11连接逻辑单元U5A的引脚13，逻辑单元U5A的引脚12连接驱动电路中芯片IR2110的引脚LIN，逻辑单元U5C的引脚8连接驱动电路中芯片IR2110的引脚HIN。

逻辑电路将TL494输出的PWM信号经过采样电阻转化为电压信号，再将微控制器输出的高/低电平与该信号相与，输出信号用于IR2110驱动MOS管。通过微控制器对高/低电平的控制可以选择性的提取出不同的PWM信号驱动MOS管，进而选择主拓扑电路的工作模式。

结合图6说明本实施例，本实用新型所涉及的电动汽车中的双向DC-DC电池组变换装置，采样电路主要是将主拓扑电路中R7的电压采集出来送入运算放大器的正输入端，经过比例运算放大电路将该信号放大，再将采样信号经过A/D转换器的转换送入微控制器运算处理，TL494运放输出端的电压跟随器电路连接电源控制板的COM端。

结合图7、图15说明本实施例，本实用新型所涉及的电动汽车中的双向DC-DC电池组变换装置，buck状态下输出电流的电流放大器接入电源控制板的VIfb端。

结合图8、图15说明本实施例，本实用新型所涉及的电动汽车中的双向DC-DC电池组变换装置，boost状态下输出电压采样的电压跟随器接入电源控制板的Vofb端和主拓扑电路的VO端。

结合图9、图10、图11说明本实施例，本实用新型所涉及的电动汽车中的双向DC-DC电池组变换装置，所述的开关采用3个双路单刀双掷开关，断开S1、接通S2，将装置设定为放电模式，保持U2＝30±0.5V，此时变换器效率η1≥95％。接通S1，断开S2，调整直流稳压电源输出电压，使US在32-38V范围内变化时，双向DC-DC电路能够自动转换工作模式并保持U2＝30±0.5V。所述的电源控制板为主拓扑电路提供电压源，为电路提供12V电压源。

结合图12、图13、图14说明本实施例，本实用新型所涉及的电动汽车中的双向DC-DC电池组变换装置，接线柱P3、P4、P5分别连接3个开关的刀片RL、RS、US。

结合图16说明本实施例，本实用新型所涉及的电动汽车中的双向DC-DC电池组变换装置，所述的微处理器电路包括微控制器、按键控制模块和显示模块；微控制器同时连接显示模块、PWM调制电路，按键控制模块与微控制器连接，显示模块的输入端与微控制器的输出端连接，所述的微处理器STM32F103C8T6的PA引脚连接接线柱P1；VDD引脚连接3.3V，VSS引脚接地。本实用新型采用STM32F103C8T6型微处理器为系统控制核心，通过键盘控制，采用液晶显示器作为系统的模式和数据显示屏，采样电路经A/D转换输入到微控制器中，通过处理器的一系列算法处理后，经过D/A转换，将电压基准输入到恒流电路中检测被测电源设备。A/D和D/A模块采用3.3V供电。

结合图17说明本实施例，本实用新型所涉及的电动汽车中的双向DC-DC电池组变换装置，显示模块通过发光二极管和按键控制实现灯的亮灭。

结合图18、图19说明本实施例，本实用新型所涉及的电动汽车中的双向DC-DC电池组变换装置，用户通过矩阵键盘设定预设值送入微控制器处理，在需要改变参考电压时根据编码器送来的脉冲促发相应的外部中断，并在中断中修改设定的参考电压。

结合图20、图21说明本实施例，本实用新型所涉及的电动汽车中的双向DC-DC电池组变换装置，通过旋钮或者数字编码器的改变，stm32检测并更改DA芯片输出的值，实现步进。使用DAC8830芯片进行数字量和模拟量之间的转换。DAC8830是一款16位、单通道、串行输入、超低功耗、电压输出型的数模转换器。该芯片外围电路简单，向其提供3.3V的电源对该芯片供电，由主控制器提供时钟信号输入到该芯片的SCLK端，CS是片选信号输入端，低电平使能。其输出VOUT将输出信号送至恒流源的运放输入端作为基准电压。微控制器一方面将数值通过液晶显示屏显示出来，另一方面通过D/A转换模块将数字量转成相应的模拟量输出，将信号输入给TL494作为参考信号，这样就使得buck电路的输出值恒定且可调。

结合图22说明本实施例，本实用新型所涉及的电动汽车中的双向DC-DC电池组变换装置，ADS1232是一款高度集成的24位模数转换器，参考电压为+5V时，允许满刻度差动输入范围从2.5V到19.5mV，还包括了一个低漂移片上振荡器以及外置晶振。ADS1232没有控制寄存器，参数直接通过引脚控制，其中SPEED控制数据速率，GAIN0和GAIN1控制增益，A0进行通道选择，PDWN用于复位和转换控制。同时单片机通过24位A/D对经比例运算放大的R7电压信号进行采样，经采样的数值在单片机内部进行处理后送入液晶显示屏将该信号以数字形式显示。