专利名称：集成电路的制作方法
技术领域：
本发明是有关于一种数字信号处理，特别是有关于一种数字影像信号处理。
背景技术：
电子电路广泛地使用压控震荡器(Voltage Control Oscillator, VCO)。大致 上，压控震荡器用于本地震荡器(Local Oscillatof， LO)来产生用于传送器或接 收器内提高频率(upconversion)或降低频率(downconversion)的信号，或是使用 于相位锁定回路(Phase Lock Loop, PLL)用以提供同步电路中的时脉信号。无 线装置，例如无线通讯系统中的移动电话，可以使用多个压控震荡器来产生 多个用于传送器以及接收器内的本地震荡信号，以及用于数字电路内的时脉 信号。
通常，压控震荡器包括主动元件以及被动元件。频率变动的问题导因于 被动元件，而输出电压摆动范围(output swing voltage)改变问题导因于主动元件。
图1显示已知技术中的压控震荡器，包括电感100、补偿电容(vamctor)102、 以及平行耦接的寄生电容104。电感100和补偿电容102 —起产生具有震荡频 率的震荡信号
(1)
其中f是震荡频率；
L是电感100的电感值；
Cv是补偿电容102的电容值；
图11显示根据图1实现的已知压控震荡器的电路图。为了补偿电感100
内的功率损失，压控震荡器通常使用主动元件，例如图11所示的相互耦接
(cross-coupled)的MOS晶体管对。虽然主动元件可以补偿电感100的功率损失， 也同时带来不想要的寄生电容Cp，由图1的寄生电容104表示。这些不想要 的寄生电容值和温度相关，通常随着温度一起增加。因此压控震荡器的震荡 频率在考虑寄生电容后为
其中f是震荡频率，L是电感100的电感值，Cv是补偿电容102的电容值， 寄生电容Cp是寄生电容的电容值。
主动元件内部的逆向偏压(reverse bias)二极管造成输出震荡信号的频率 飘移问题。逆向偏压二极管的行为和电压相关，并且其二极管电容值公式由 以下表示
其中VD是二极管两端的逆向偏压，以及甲o是二极管的内部电压。Vd以 -2mV/°C的斜率改变，所以二极管电容值会随着温度上升。
寄生电容Cp是漏极到基极电容Cdb、栅极到源极电容Cgs、和栅极到漏极 电容Cgd的结合，可以以下列公式表示
Cp=Cdb+Cgs+Cgd(l+A) (4)
其中A是gmR提供的电压增益，gm是每个MOS晶体管的互导值 (transconductance)， R是电感电容式(LC tank)电路的组抗(Impedance)。漏极到 基极电容Cdb和补偿电容Cv依照公式(3)，因此会随着温度上升。同时，当温
度上升时晶体管的gm会下降。通常，漏极到基极电容Cdb以及补偿电容Cv和 gm相比对压控震荡器的总共电容值(Cv+Cp)有较强烈的影响，因此压控震荡器
表现出正温度系数的行为，并且随着温度上升。
因此，需要一种压控震荡器，可以补偿震荡信号的频率飘移以及输出电 压摆动范围变动。
发明内容
有鉴于此，本发明提供一种集成电路，包括一压控震荡器以及一第一补 偿电容。该压控震荡器产生一震荡信号。该第一补偿电容和上述压控震荡器
并联，接收一控制电压用以产生一负温度系数(negative temperature coefficient) 电容值，用以对上述震荡信号的频率偏移进行补偿。上述控制电压和温度相关。
在本发明的另一实施例中， 一种集成电路，包括一压控震荡器以及一第 一补偿电容。该压控震荡器，包括一电感、 一补偿电容、 一相互耦接的N型 晶体管对、以及一相互耦接的P型晶体管对，皆以并联连接，以及上述集成 电路更包括两个接成二极管形式的晶体管，以并联连接，耦接到上述相互耦 接的N型及P型晶体管对，产生一震荡信号。该第一补偿电容，和上述电感、 上述补偿电容、以及上述相互耦接的N型及P型晶体管对以并联连接，接收 一控制电压用以产生一负温度系数电容值，用以对上述震荡信号的频率偏移 进行补偿。上述控制电压和温度相关。
本发明所揭露的温度补偿的压控震荡器用以补偿增加的补偿电容以及寄 生电容，以及降低震荡信号的频率飘移。
图1显示已知技术中的压控震荡器。 图2显示本发明实施例的一压控震荡器的方块图。 图3显示本发明实施例的一压控震荡器的示意图。 图4显示本发明实施例的一压控震荡器的示意图。 图5显示本发明实施例的另一压控震荡器的示意图。 图6a显示电压(VB-Vc)和图5中补偿电容C520和C522的电容值变化的 关系。
图6b显示电压(VB-Vc)和图5中补偿电容C524和C526的电容值变化的 关系。
图7显示本发明实施例的另一压控震荡器的示意图。 图8a显示图5和图7中的补偿电容的示意图。 图8b显示图8a中补偿电容的等效电路图。 图8c显示PTAT电压VPTAT和电容Cgd以及Cgs之间的关系。 图9显示本发明实施例的另一压控震荡器的示意图。 图IO显示本发明实施例的另一压控震荡器的示意图。 图11显示根据图1实现的已知压控震荡器的电路图。 附图标号 20~震荡电路； 22 补偿电容； 30 震荡电路； C320、 C322 补偿电容； 34 操作放大器。
具体实施例方式
为让本发明的上述和其他目的、特征、和优点能更明显易懂，下文特举 出较佳实施例，并配合所附图式，作详细说明如下
震荡频率f的温度系数可以经由微分公式(2)而获得
_1/
(5)
对于温度系数O来说，》|也为0，所以
<formula>formula see original document page 8</formula>其中-j^^是负温度系数(negative temperature coefficient)电容值，艮卩，
化
电容值随着温度的增加而减低。公式(6)显示如果将具有负温度系数的电容 运用于习知的压控震荡器电路，则总共的电容值变动会降低。
图2显示本发明实施例的一压控震荡器的方块图，包括震荡电路20和补 偿电容22，两者相互并联。震荡电路20包括电感200、补偿电容202、和寄 生电容204。
震荡电路20是电感电容式(LCtank)电路，在震荡频率时产生共振。补偿 电容202和寄生电容204具有与绝对温度成比例(Proportional To Absolute Temperature,以下称为PTAT)的电容值，补偿电容22具有与绝对温度成反比 例(complementary to absolute temperature,以下称为CTAT)的电容值。当温度增 加，补偿电容202以及寄生电容204的PTAT电容值由补偿电容22的CTAT 电容值补偿，形成一大致固定的电容值。因为多出的负温度系数电容值会将 这个效应纳入设计考量。在实作上，和电压相关(voltage dependent)的电容可 以用于产生负温度系数的电容值。
图3显示本发明实施例的一压控震荡器的示意图，包括震荡电路30、补 偿电容C320和C322、以及操作放大器(operational amplifier)34。震荡电路30 耦接操作放大器34、以及补偿电容C320和C322。
震荡电路30包括晶体管M300、相互耦接的MOS晶体管对M302和M304、 电感L300、电容C300和C302、相互耦接的MOS晶体管对M306和M308、 以及电阻R300。
电感L300、电容C300和C302形成一共振电路，提供一震荡信号，其具 有由公式(2)所决定的频率。电感L300可以做成单芯片(one-chip)形式，或 由外部电路元件所实现。电容C300和C302可以由信号Vtune调整而获得震 荡电路30所想要的的震荡频率。电容C300和C302可以包括多个补偿电容， 串连或并联形式，用以得到所想要的调整范围。震荡信号是横跨上述共振电 路两端的差动信号对(differential signal pair)。相互耦接的MOS晶体管对M302 和M304,以及相互耦接的MOS晶体管对M306和M308提供驱动共振电路 的负gm元件。
补偿电容C320和C322是电压相关的电容，由控制电压Vc控制。控制电
压Vc可以与绝对温度成比例，或与绝对温度成反比例。2的电容值随着控制 电压Vc的增加而减少，以及随着控制电压Vc的减少而增加。因此，当控制 电压Vc与绝对温度成比例时，补偿电容C320和C322提供具有负温度系数的 电容值，当控制电压Vc与绝对温度成反比例时，补偿电容C320和C322提供 具有正温度系数的电容值。电容C300和C302的补偿电容电容值以及容值随 着温度的增加而增加。利用对补偿电容C320和C322的两端施加PTAT控制 电压V。补偿电容以及寄生电容的正温度系数电容值会由补偿电容的负温度 系数电容值所补偿，产生大致固定的电容值，以及稳定的震荡频率。在一些 其他的实施例中，当电压施加于补偿电容C320和C322的两端时，其电容值 也随之增加，所以控制电压Vc用于提供所需支付温度系数电容值。在另一些 其他的实施例中，根据公式6，可以将控制电压Vc的坡度增加用以增加补偿 电容C320和C322的温度系数。注意因为增加的控制电压Vc的斜度会影响压 控震荡器的DC操作状况，造成当温度变化时，所输出的震荡信号会不稳定。
利用将温度相关的电压导引到电感L300的中央点，电感L300的两端会 产生控制电压VC。例如，提供PTAT电压到操作放大器34的反向输入端， 使得电感L300的中央点的电压准位会跟随PTAT电压而改变，电感L300的 中央点的电压准位由误差放大器(晶体管M302 M308)所感应，经由负回馈产 生大致和输入的PTAT电压相同的控制电压VC。
图4显示本发明实施例的一压控震荡器的示意图，包括震荡电路30、补 偿电容C320和C322、操作放大器34、以及晶体管M40和M42。震荡电路 30、补偿电容C320和C322、以及操作放大器34已经在图3中解释，因此这 里对省略对它们的说明。图4显示另一种提供控制电压Vc的方法。
图4的压控震荡器使用M40和M42来产生控制电压Vc用以提供补偿电 容C320和C322的负温度系数电容值。晶体管M40和M42是接成二极管形 式的晶体管(diode-connected transistor),并且面对面相连接。M40的源极端连 接到相互耦接的MOS晶体管对M302和M304的源极端，以及M42的源极端
连接到相互耦接的MOS晶体管对M306和M308的源极端，使得晶体管M40 和M42成为晶体管M302和M306(或晶体管M304和M308)的复制晶体管， 获得和在操作放大器34的正向端相同的电压，或称为温度相关的输入电压 VTEMP。
利用改变补偿电容C320和C322两端的电压可以改变其温度系数来补偿 温度变化所产生的频率飘移。虽然图3和图4只使用PTAT控制电压Vc来改 变补偿电容两端的电压，这里也可以另外将CTAT电压VCTAT和补偿电容 耦接，使PTAT控制电压Vc和CTAT电压VcrAT在产生增加补偿电容两端的 压差(Vc-VcTAT)，当温度改变时产生增加的电压斜度，藉此允许较大范围的温 度改变。
当温度提高时，控制电压Vc随着PTAT输入电压VTEMP—起增加，从 晶体管M308产生的晶体管M302的偏压状态也会随之改变。从晶体管M308 产生的晶体管M302的GM随着控制电压Vc增加，导致电流、Miller电容值 (Cgd(l+A》、以及晶体管的基极电容值(bulk capacitance)的两端的逆向偏压 (reverse bias voltage)增加。因此需要添加的负温度系数电容值来解决图3和图 4中增加的压控震荡器的寄生电容CP。
图5显示本发明实施例的另一压控震荡器的示意图，包括震荡电路30、 操作放大器34、以及电容C520到C526。震荡电路30耦接操作放大器34、 然后耦接到电容C520到C526。电容C520和C524以串联耦接，并且电容C522 和C526也以串联耦接。
补偿电容C520和C522和图4的补偿电容C320和C322功能相同，当其 两端的电压增加时提供降低的电容值。相反地，当补偿电容C524和C526两 端的电压降低时补偿电容C524和C526提供降低的电容值，S卩，正温度系数 电容值。补偿电容C524和C526从元件两端接收控制电压Vc和偏压电压VB。 因为不管温度改电为何偏压Vb是固定的，假设控制电压Vc具有PTAT输入 电压VTEMP，补偿电容C524和C526会感受到CTAT电压(VB-Vc)并且产生正
温度系数电容值。所以当温度增加时，C520和C524，以及C522和C526的 结合会随之降低。
图6a显示电压Vc和图5中补偿电容C520和C522的电容值变化的关系。 当PTAT电压Vc增加时补偿电容C520和C522显示降低的电容值变化，产生 电压控制的负系数电容值。
图6b显示电压(VB-Vc)和图5中补偿电容C524和C526的电容值变化的 关系。当CTAT电压(VB-Vc)减低时补偿电容C524和C526显示降低的电容值 变化，产生电压控制的正系数电容值。当温度提高时，PTAT控制电压VC增 加并且CTAT电压(VB-Vc)降低，电容C520和C524，以及电容C522和C526 结合的电容值会随之降低，产生负温度系数电容值，用以补偿增加的补偿电 容以及寄生电容的电容值，使得因为温度变化产生的震荡信号的频率偏移减 低。
图7显示本发明实施例的另一压控震荡器的示意图。图7的压控震荡器 和图5的压控震荡器具有相同的电路连接，除了补偿电容C520和C522的接 地连接到CTAT电压VCTAT用来增加其两端的压差(Vc-VcTAT)。增加的两端 压差(Vc.VcTAT)，提高补偿电容两端的PTAT电压的斜率，产生增加的负温度 系数电容值，以及提供足够的电容值变化范围，用以补偿图7中震荡器信号 的频率飘移。
图8a显示图5和图7中的补偿电容的示意图，包括PTAT电压源VPTAT、 晶体管82、以及二极管84。晶体管82耦接PTAT电压源VPTAT以及二极管 84。图8a提供一种补偿电容的电路实现的方法，具有PTAT和CTAT电压来
控制电容值。
电压相关的电容可以由PN接面(PN-junction)补偿电容或是MOS补偿电 容来实现。在三极区(triode region)的MOS补偿电容可以用来实现电压相关的 电容。二极管84有两个功用，将晶体管82的源极和漏极的电压保持一样， 以及当温度上升时产生降低的电容值。
图8b显示图8a中补偿电容的等效电路图，包括栅极到源极电容Cgs、源 极到基极电容Csb、栅极到漏极电容Cgd、漏极到基极电容Cdb、开启电阻RON、 以及二极管84。
因为开启电阻RON可以被忽略，补偿电容C可以由(Cgd+Cgs+Cdb+C^)表
示。源极到基极电容Csb、漏极到基极电容Cdb、以及二极管电容C84构成补偿
电容C520和C522，如图5和图7所示，当PTAT电压VPTAT增加时源极到
基极电容Csb、漏极到基极电容Cdb、以及二极管电容C84降低。栅极到漏极电
容Cgd以及栅极到源极电容Cgs随着PTAT电压VPTAT改变，如图8c所示。 图8c显示当PTAT电压VPTAT增加时，横跨栅极到源极以及栅极到漏极两 端的电压(VbiM-VpTAT)会随之降低，栅极到漏极电容Cgd以及栅极到源极电容 Cgs从^WLC。x + WC。V降低到WC。V，其中W和L是晶体管82的通道宽度和 长度，以及C。x和C。v是晶体管82每个单元的氧化物电容值以及覆盖电容值 (overlap capacitance)。栅极到漏极电容Cgd以及栅极到源极电容Cgs随着PTAT 电压VpTAT减低，电容值(Cgd+Cgs)表示图5和图7的补偿电容C524和C526。
虽然图8a到图8c的实施例以NMOS晶体管表示，在其他的实施例中也 可以使用PMOS晶体管实现。
图9显示本发明实施例的另一压控震荡器的示意图，包括震荡电路30、 操作放大器34、晶体管M90到M96、以及二极管D1和D2。震荡电路30耦 接操作放大器34、晶体管M90到M96、然后耦接二极管Dl和D2。图9显 示压控震荡器使用和图5中相同的电路原理。
根据图8a到图8c,晶体管M90和M92和二极管Dl —起实现C520和 C524的电路，如图5所示，晶体管M94和M96和二极管D2实现C522和 C526的电路。当温度增加，PTAT输入电压VTEMP和PTAT控制电压Vc也会 增加，控制晶体管M90到M96以及二极管Dl和D2来提供降低的电容值， 用以补偿增加的补偿电容以及寄生电容，以及降低震荡信号的频率飘移。
虽然实施例同时使用PMOS以及NMOS晶体管来实现补偿电容，也可以
只使用PMOS或NMOS晶体管其中一种来实现本发明的补偿电容。本领域技 术人员可以对压控震荡器进行合适的电路修改而不超出本发明的范围。
图IO显示本发明实施例的另一压控震荡器的示意图，包括震荡电路30、 操作放大器34、晶体管M100到M106、以及二极管D1和D2。震荡电路30 耦接操作放大器34、然后耦接晶体管M100到M106。晶体管M104和M106 分别耦接二极管Dl和D2。图9显示压控震荡器使用和图4和图5中相同的 电路原理。
晶体管M100禾n M102是接成二极管形式的晶体管(diode-connected transistor),并且作为晶体管M302和M306(晶体管M304和M308)的复制晶体 管，使得在操作放大器34的反向输入端的电压可以复制为控制电压VC。当 温度提高时，控制电压Vc增加，晶体管M104和二极管D1提供的电容值下 降，因此补偿掉震荡电路30中增加的补偿电容电容值以及寄生电容电容值， 减低输出震荡信号的频率飘移。
本发明所揭露的温度补偿的压控震荡器可以用于RFICs、模拟IC、 DSPs、 ASICs、控制器、以及处理器。虽然说明书揭露使用MOSFET晶体管技术来 实现电路，本发明所揭露的温度补偿的压控震荡器也可以使用BJT晶体管技 术来实现，以及其他类似的技术。本领域技术人员也知道互补的晶体管种类 也可以用于本发明而不超出本发明的范围，例如，将P型晶体管替代N型晶 体管，或者将N型晶体管替代P型晶体管。
本发明虽以较佳实施例揭露如上，然其并非用以限定本发明的范围，任 何本领域技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，当可做些许的更动与 润饰，因此本发明的保护范围当以的权利要求所界定的为准。
权利要求
1.一种集成电路，其特征在于，所述集成电路包括一压控震荡器，产生一震荡信号；以及一第一补偿电容，和所述压控震荡器并联，接收一控制电压用以产生一负温度系数电容值，用以对所述震荡信号的频率偏移进行补偿；其中所述控制电压和温度相关。
2. 如权利要求1所述的集成电路，其特征在于，所述控制电压与绝对温度 成比例或与绝对温度成反比例。
3. 如权利要求1所述的集成电路，其特征在于，所述压控震荡器包括一电 感以及一补偿电容，所述电感和所述补偿电容相互并联，以及所述电感从其 中央接收一和温度相关的电压用以在其两端建立所述控制电压。
4. 如权利要求1所述的集成电路，其特征在于，所述压控震荡器包括一电 感、 一补偿电容、 一相互耦接的N型晶体管对、以及一相互耦接的P型晶体 管对，皆以并联连接，以及所述集成电路更包括两个接成二极管形式的晶体 管，以并联连接，耦接到所述相互耦接的N型及P型晶体管对，接收一和温 度相关的电压用以在所述电感和所述补偿电容的两端建立所述控制电压。
5. 如权利要求1所述的集成电路，其特征在于，所述第一补偿电容在第一 端接收所述控制电压Vc，以及在另一端更接收一第二温度相关的电压V2，用 以在所述第一补偿电容的两端建立一电压差值(Vc-V2)，用以产生所述与绝 对温度成反比例的电感，以及所述第二温度相关的电压V2是与绝对温度成反 比例的电压。
6. 如权利要求1所述的集成电路，其特征在于，所述集成电路更包括一第 二补偿电容，耦接所述第一补偿电容以及所述压控震荡器，接收所述控制电 压和一偏压用以在所述第二补偿电容两端建立另一个和温度相关的电压，以 及产生一第二负温度系数。
7. 如权利要求6所述的集成电路，其特征在于，所述第一及第二补偿电容 包括一第一MOS晶体管，具有一第一栅极、 一第一漏极、以及一第一源极， 其中所述第一栅极接收一固定偏压，以及所述第一源极接收所述控制电压； 以及一二极管，耦接到所述第一漏极。
8. —种集成电路，其特征在于，所述集成电路包括一压控震荡器，包括一电感、 一补偿电容、 一相互耦接的N型晶体管对、 以及一相互耦接的P型晶体管对，皆以并联连接，以及所述集成电路更包括 两个接成二极管形式的晶体管，以并联连接，耦接到所述相互耦接的N型及 P型晶体管对，产生一震荡信号；以及一第一补偿电容，和所述电感、所述补偿电容、以及所述相互耦接的N 型及P型晶体管对以并联连接，接收一控制电压用以产生一负温度系数电容 值，用以对所述震荡信号的频率偏移进行补偿；其中所述控制电压和温度相关。
9. 如权利要求8所述的集成电路，其特征在于，所述控制电压与绝对温度 成比例或与绝对温度成反比例。
10. 如权利要求8所述的集成电路，更包括一操作放大器，耦接所述压控 震荡器，从一反向输入端接收一输入电压，将一正向输入端耦接到所述电感 的中央，以及输出到所述压控震荡器，其中所述电感接收所述输入电压，用 以在所述电感的两端建立所述控制电压，以及所述输入电压和温度相关。
11. 如权利要求8所述的集成电路，其特征在于，所述集成电路更包括 一操作放大器，耦接所述压控震荡器，具有一反向输入端、 一正向输入端、以及一输出端，从所述反向输入端输出一输入电压到所述压控震荡器； 以及两个接成二极管形式的晶体管，以并联连接，耦接到所述相互耦接的N 型及P型晶体管对，从所述正向输入端接收所述输入电压用以建立在所述电 感以及所述可便电感两端的所述控制电压； 其中所述控制电压和温度相关。
12. 如权利要求8所述的集成电路，其特征在于，所述第一补偿电容在第 一端接收所述控制电压Vc，以及在另一端更接收一第二温度相关的电压V2， 用以在所述第一补偿电容的两端建立一电压差值(Vc-V2)，用以产生所述与 绝对温度成反比例的电感，以及所述第二温度相关的电压V2是与绝对温度成 反比例的电压。
13. 如权利要求8所述的集成电路，其特征在于，所述集成电路更包括一 第二补偿电容，耦接所述第一补偿电容以及所述压控震荡器，接收所述控制 电压和一偏压用以在所述第二补偿电容两端建立另一个和温度相关的电压， 以及产生一第二负温度系数。
14. 如权利要求13所述的集成电路，其特征在于，所述第一及第二补偿电 容包括-一第一MOS晶体管，具有一第一栅极、 一第一漏极、以及一第一源极， 其中所述第一栅极接收一固定偏压，以及所述第一源极接收所述控制电压； 以及一二极管，耦接到所述第一漏极。
全文摘要
本发明提供一种集成电路，包括一压控震荡器以及一第一补偿电容。该压控震荡器产生一震荡信号。该第一补偿电容和上述压控震荡器并联，接收一控制电压用以产生一负温度系数电容值，用以对上述震荡信号的频率偏移进行补偿。上述控制电压和温度相关。本发明所揭露的温度补偿的压控震荡器用以补偿增加的补偿电容以及寄生电容，以及降低震荡信号的频率飘移。
文档编号H03B5/08GK101359897SQ20081014521
公开日2009年2月4日 申请日期2008年7月30日 优先权日2007年7月30日
发明者塞特亚那拉亚那·雷迪·卡瑞 申请人:联发科技(新加坡)私人有限公司