一种提高射频功率放大器效率的自动控制方法与流程

本发明涉及射频功率放大器技术领域，特别是一种提高射频功率放大器效率的自动控制方法。

背景技术：

在无线通信或是雷达系统中，射频功率放大器的能耗一直占比居高不下，且效率偏低。例如，手机中射频功率放大器的能耗占整机的比例高达50％，成为通话时间长短的瓶颈。高阶、多载波和大带宽调制信号引起的高峰均比也导致功率放大器附加效率偏低，如工作在10dB的峰均比条件下的功率放大器按线性回退后的附加效率仅10％左右。

为了提升功率放大器的附加效率和降低整机功耗，以及促进绿色通信的发展，业界一方面开发新型材质的器件如宽禁带半导体氮化镓来增加工作带宽和附加效率；另一方面则是采用预失真和包络跟踪的技术来提高附加效率。氮化镓功率放大器主要是优异的散热特性和高电子迁移率，因此其饱和工作点的附加效率高。预失真可分为模拟预失真和数字预失真两种，本质上是基于反馈和补偿的思想，最终将功率放大器的增益线性化，使其能接近饱和点工作，效率因此而提升。包络跟踪在民用手机中应用很普遍，大致原理是在功率放大器输出端耦合后进行幅度、相位检测，在不同的输出功率下配置不同的漏-源极工作电压，从而使得功率放大器在各种输出功率下均能保持较高的附加效率。

目前这些解决方式虽取得了不少成效，但也有各自的弊端。氮化镓功率放大器基本都是耗尽型器件，负压偏置，且成本高，价格大约是同等功率硅基功率放大器的8-10倍。因此，它在高速开关切换和成本敏感的应用上难以推广。预失真需要反馈、幅相比较和补偿等，需增加不少的有源器件，特别是数字预失真，离不开下变频器、模数转换器和数字信号处理等单元，功耗和体积无法有效控制和平衡，因而它通常适用于大型基站，在小型化终端应用方面无法施展开来。包络跟踪主要应用于民用手机领域，尽管发射功率不大，但需要快速准确地调整漏‐源电压才能发挥既定作用，严格的电源布局布线要求令不少设计者望而却步。除此之外，漏‐源之间的电流大，电源控制难度也大，这也导致了包络跟踪技术难以推广应用到大功率放大器上。

如图1所示，图1中的曲线表征了射频功率放大器的静态电流Id随偏置电压Vgs的关系。在现有的射频功率放大器设计中，通常用分压电阻或者可变电阻器将栅极电压调到一个固定值，比如V3静态电压工作点。这样，静态工作点是固定的，工作状态也是固定的，由于不能灵活地调节静态点，其存在的问题是在某一输出功率点的功放附加效率较高，在其他输出功率的工作点上效率偏低，如图2所示。

技术实现要素：

针对射频功率放大器的能耗高且效率偏低的问题，为克服现有技术中存在的不足，本发明提供一种提高射频功率放大器效率的自动控制方法。其采用自动控制方法，实现了附加效率和误差矢量幅度的有效均衡。换言之，在保证输出误差矢量幅度情况下将附加效率调至最高，并且电路结构极为精简，适于广泛应用。

为了实现上述技术目的，本发明采用如下技术方案：

一种提高射频功率放大器效率的自动控制方法，其特征在于，通过对射频功率放大器的栅-源电压Vgs的自动控制实现实时调整射频功率放大器的静态工作点，方法如下：

将射频功率放大器的输入信号、输出信号进行耦合后混频、低通滤波，得到直流信号；单片机中的模数转换器实时采集该直流信号的电压信息并将其与已知的理想值进行比较，比较后的差值提供给单片机中的数模转换器用于输出相匹配的电压，数模转换器的输出端接电感L1后接入射频功率放大器的栅极，实现实时调整射频功率放大器的栅-源电压Vgs。

本发明在射频功率放大器的不同输出功率下输出不同的栅-源电压Vgs，在射频功率放大器输出大功率信号时调高射频功率放大器的栅‐源电压Vgs，在射频功率放大器输出小功率信号时降低射频功率放大器的栅‐源电压Vgs。

作为本发明的优选技术方案，本发明所述射频功率放大器的栅-源电压Vgs的控制通过模数转换器、数模转换器和运算放大器实现，方法如下：

将射频功率放大器的输入信号、输出信号进行耦合后混频、低通滤波，得到直流信号；单片机中的模数转换器采集该直流信号的电压信息并将其与已知的理想值进行比较，比较后的差值提供给单片机中的数模转换器用于输出相匹配的电压，数模转换器的输出端接电阻R1，电阻R1接运算放大器的同相输入端，运算放大器的反相输入端接电阻R3后接地，运算放大器的输出端与运算放大器的反相输入端之间接有电阻R2，运算放大器的输出端接电感L1后接入射频功率放大器的栅极，实现实时调整射频功率放大器的栅-源电压Vgs。

所述数模转换器的作用是精密控制输出的电流进而达到输出精密的电压；运算放大器的作用是线性放大来自数模转换器的电压，使其输出的电压范围与射频功率放大器的栅‐源电压Vgs相匹配。电感L1的作用为扼流。

作为本发明的另一技术方案，本发明提供了一种提高射频功率放大器效率的电路，包括输入端、输出端、射频功率放大器、输入端耦合器、输出端耦合器、混频器、单片机，输入端依次连接耦合器和电容C1后接入射频功率放大器的栅极，电源Vcc接电感L2后接射频功率放大器的漏极，射频功率放大器的源极接地，射频功率放大器的漏极接一电容C2后接输出端耦合器以及输出端。输入端耦合器和输出端耦合器将射频功率放大器的输入信号、输出信号分别进行耦合后接入混频器进行混频，混频输出的信号经直流滤波后得到的直流信号输入单片机中自带的模数转换器，模数转换器采集该直流信号的电压信息并将其与已知的理想值进行比较，比较后的差值提供给单片机中的数模转换器，数模转换器用于输出相匹配的栅-源电压Vgs，数模转换器的输出端接电感L1后接入射频功率放大器的栅极。其中电感L1的作用为扼流。

作为本发明的另一技术方案，本发明提供的另一种提高射频功率放大器效率的电路，包括输入端、输出端、射频功率放大器、输入端耦合器、输出端耦合器、混频器、单片机以及运算放大器，输入端依次连接耦合器和电容C1后接入射频功率放大器的栅极，电源Vcc接电感L2后接射频功率放大器的漏极，射频功率放大器的源极接地，射频功率放大器的漏极接一电容C2后接输出端耦合器以及输出端。输入端耦合器和输出端耦合器将射频功率放大器的输入信号、输出信号分别进行耦合后接入混频器进行混频，混频输出的信号经直流滤波后得到的直流信号输入单片机中自带的模数转换器，模数转换器采集该直流信号的电压信息并将其与已知的理想值进行比较，比较后的差值提供给单片机中的数模转换器，数模转换器用于输出相匹配的电压，数模转换器的输出端接电阻R1，电阻R1接运算放大器的同相输入端，运算放大器的反相输入端接电阻R3后接地，运算放大器的输出端与运算放大器的反相输入端之间接有电阻R2，运算放大器的输出端接电感L1后接入射频功率放大器的栅极。其中电感L1的作用为扼流。

与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：

第一，电路中没有价格高昂的氮化镓器件和复杂的反馈控制电路，使用器件少，成本小、功耗低；

第二，控制栅极的工作电压低、电流小、设计难度小。相对包络跟踪而言，对布局布线没有特别的要求；

第三，模数转换器可精确采集射频功率放大器非线性响应经自混频后落在直流的电压幅度，且采样率要求低，功耗小；第四，数模转换器对栅‐源电压的控制精度高，在任意输出功率下总能找到附加效率和信号质量的最佳平衡点。

附图说明

图1为射频功率放大器的Id-Vgs典型曲线图；

图2是现有技术中常规的射频功率放大器的结构框图；

图3是本发明提供的第一种提高射频功率放大器效率的电路结构框图；

图4是本发明提供的第二种提高射频功率放大器效率的电路结构框图。

图5是本发明提供的第二种提高射频功率放大器效率的电路的工作示意图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明实施方式作进一步地详细描述。

本发明提供为了实现上述技术目的，本发明采用如下技术方案：一种提高射频功率放大器效率的自动控制方法，通过对射频功率放大器的栅-源电压Vgs的自动控制实现实时调整射频功率放大器的静态工作点，方法如下：将射频功率放大器的输入信号、输出信号进行耦合后混频、低通滤波，得到直流信号；单片机中的模数转换器实时采集该直流信号的电压信息并将其与已知的理想值进行比较，比较后的差值提供给单片机中的数模转换器用于输出相匹配的电压，数模转换器的输出端接电感L1后接入射频功率放大器的栅极，实现实时调整射频功率放大器的栅-源电压Vgs。

本发明在射频功率放大器的不同输出功率下输出不同的栅-源电压Vgs，在射频功率放大器输出大功率信号时调高射频功率放大器的栅‐源电压Vgs，在射频功率放大器输出小功率信号时降低射频功率放大器的栅‐源电压Vgs。

本发明通过对射频功率放大器的栅-源电压Vgs的控制实现射频功率放大器附加效率的提高。采用本发明方法后，射频功率放大器的栅-源电压Vgs从V1升高到V4(参照图1)，静态电流从I1增大到I4，功率放大器的工作状态从B类趋向A类，在既定Vds条件下的线性度变高但是附加效率下降。因此，在不牺牲输出信号质量的情况下，可在不同输出功率下设置不同的偏置电压，以达到最高的附加效率。

本发明提供射频功率放大器的电路结构中其漏‐源电压Vcc、输入输出匹配、隔直等皆同于常规设计，不同之处在于射频功率放大器的栅‐源电压Vgs的自动控制电路设计。

本发明的其原理介绍如下：射频功率放大器的增益并不是完全线性的。换言之，在实际系统中，射频功率放大器的输出响应严格正比于输入激励的理想化线性系统并不存在，工程中系统响应常用泰勒级数描述。因此，当输入信号是正弦或余弦信号时，放大输出后的信号不仅仅含有基波分量，还有其他高次谐波。并且，射频功率放大器越接近非线性区，高次谐波分量也就越大，这样输入、出的信号经过自混频后落在直流附近的信号强度(电压)也就越高。本发明利用这一物理特性，将射频功率放大器的输入、输出信号进行耦合后混频、低通滤波，然后单片机中的模数转换器将直流电压信息采集下来并与已知的理想值进行比较。比较后的差值用于单片机中的数模转换器输出相匹配的电压，实时调整射频功率放大器的静态工作点，经过这一系列闭环的自动控制过程，从而达到效率和EVM的平衡。

参照图3，本发明提供的一种提高射频功率放大器效率的电路，包括输入端、输出端、射频功率放大器、输入端耦合器、输出端耦合器、混频器、单片机，输入端依次连接耦合器和电容C1后接入射频功率放大器的栅极，电源Vcc接电感L2后接射频功率放大器的漏极，射频功率放大器的源极接地，射频功率放大器的漏极接一电容C2后接输出端耦合器以及输出端。输入端耦合器和输出端耦合器将射频功率放大器的输入信号、输出信号分别进行耦合后接入混频器进行混频，混频输出的信号经直流滤波后得到的直流信号输入单片机中自带的模数转换器，模数转换器采集该直流信号的电压信息并将其与已知的理想值进行比较，比较后的差值提供给单片机中的数模转换器，数模转换器用于输出相匹配的栅-源电压Vgs，数模转换器的输出端接电感L1后接入射频功率放大器的栅极。其中电感L1的作用为扼流。

基于如图3所示的电路结构，通过对射频功率放大器的栅-源电压Vgs的自动控制实现了对射频功率放大器静态工作点的实时调整，方法如下：将射频功率放大器的输入信号、输出信号进行耦合后混频、低通滤波，得到直流信号；单片机中的模数转换器实时采集该直流信号的电压信息并将其与已知的理想值进行比较，比较后的差值提供给单片机中的数模转换器用于输出相匹配的电压，数模转换器的输出端接电感L1后接入射频功率放大器的栅极，实现实时调整射频功率放大器的栅-源电压Vgs的目的。

参照图4，本发明提供的第二种提高射频功率放大器效率的电路，包括输入端、输出端、射频功率放大器、输入端耦合器、输出端耦合器、混频器、单片机以及运算放大器，输入端依次连接耦合器和电容C1后接入射频功率放大器的栅极，电源Vcc接电感L2后接射频功率放大器的漏极，射频功率放大器的源极接地，射频功率放大器的漏极接一电容C2后接输出端耦合器以及输出端。输入端耦合器和输出端耦合器将射频功率放大器的输入信号、输出信号分别进行耦合后接入混频器进行混频，混频输出的信号经直流滤波后得到的直流信号输入单片机中自带的模数转换器，模数转换器采集该直流信号的电压信息并将其与已知的理想值进行比较，比较后的差值提供给单片机中的数模转换器，数模转换器用于输出相匹配的电压，数模转换器的输出端接电阻R1，电阻R1接运算放大器的同相输入端，运算放大器的反相输入端接电阻R3后接地，运算放大器的输出端与运算放大器的反相输入端之间接有电阻R2，运算放大器的输出端接电感L1后接入射频功率放大器的栅极。其中电感L1的作用为扼流。

基于图4所示的电路，通过对射频功率放大器的栅-源电压Vgs的自动控制实现了射频功率放大器的静态工作点的实时调整，所述数模转换器的作用是精密控制其输出的电流，进而得到精密的电压；运算放大器的作用是线性放大来自数模转换器的电压，使其输出的电压范围与射频功率放大器的栅‐源电压Vgs相匹配；电感L1的作用为扼流；在射频功率放大器输出大功率信号时用数模转换器调高栅‐源电压Vgs，在射频功率放大器输出小功率信号时则用数模转换器调低栅‐源电压Vgs。

本发明中电容C1和电容C2均是起到隔断直流的作用。电感L1的作用为扼流，在射频呈现高阻，以防止射频信号干扰电源电压。通常，在输出大信号时用数模转换器调高栅‐源电压，在输出小信号时则调低栅源电压，如此，功率放大器线性度既能得到保证，附加效率也可调到最高。一般来说，射频功率放大器的栅源偏置电压在3V以内，偏置电流通常在1mA以下，数模转换器工作在3.3V和5V的种类很多，射频功率放大器的控制对数模转换器的采样率要求不高，从而高精度和低成本皆可兼顾。

图5是本发明提供的第二种提高射频功率放大器效率的电路的工作示意图。如图5，具体实施过程当中，为模拟实际应用场景，输入端接矢量信号源，由矢量信号源给射频功率放大器提供激励信号(WCDMA标准信号，QPSK调制，码片速率3.84Mbps，滚降系数0.22，峰均比4dB)。射频功率放大器输出端采用矢量信号分析仪测试其输出的误差矢量幅度和信道功率。射频功率放大器采用Freescale公司的AFT05MS004NT1，饱和输出功率4W的LDMOS器件；单片机芯片采用STM32L052x6，运行功耗仅88μA/MHz，单片机自带数模转换器以及模数转换器。运算放大器型号是ADA4807‐1，其静态电流1mA。众所周知，射频功率放大器输出信号的EVM对无线通信的速率和距离有影响。但由一般的工程实践可知，功率放大器输出口的误差矢量幅度控制在5％，即具有26dB的信噪比，可以满足绝大多数通信需求。一方面，通过单片机控制数模转换器输出不同的栅‐源偏置电压，实时观测每个输出功率点的误差矢量幅度，使其值始终保持在5％附近，均可在不同的输出功率下获得较高的附加效率。另一方面，单片机芯片上的模数转换器采集功率放大器的输入、输出相混频后的直流信号，当失真超过门限值5％时，其检测到的电压会高于理想值，该检测电压并作为单片机配置功率放大器静态工作点的参考。如此，形成了闭环的自动控制系统。值得一提的是，在偏置电压降低时，功率放大器的增益会下降，这时激励源要做适度补偿，反之则反是。表1和表2分别为在固定栅‐源偏置电压和可变栅‐源偏置电压条件下对比测试所获得的测试数据：

表1固定栅‐源偏置电压下的工作参数

表2可变栅‐源偏置电压下的工作参数

由对比可知，经将固定栅‐源偏置电压改为可变删‐源偏置电压后，在同等输出功率下，功率放大器的附加效率提升约4％～6％，尤其是在低发射功率下能保持较高的附加效率，成效明显，而且误差矢量幅度能满足绝大多数应用场景。如无线通信系统编解码对误差矢量幅度的要求进一步降低，射频发射的功率放大器则可获得更高的附加效率。

表3不同EVM值下自混频后的直流电压

上表3是标准信号源和功率放大器在同等输出功率下的自混频测试结果，电压值是由单片机中自带的12bit模数转换器转换而来，其有效步进精度约为

3.22mV。显然，在同等输出功率下，不同EVM值对应直流附近的失真分量不同，EVM越大，直流附近的电压越高。在Pout＝11dBm，EVM＝1％对应0.2403V的直流电压，EVM＝5％对应0.2440V的直流电压；在Pout＝14dBm，EVM＝1％对应0.2540V的直流电压，EVM＝5％对应0.2560V的直流电压。

综上，在发射系统校准标定后，将不同功率和EVM条件下检测到的电压值存储起来，当指标超过要求值，比如5％或者功率放大器过激励，均可通过单片机将模数转换器检测到的电压进行处理后再调节数模转换器的输出，从而配置功率放大器静态点实现效率和误差矢量幅度的最佳均衡。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。