本发明实施例涉及电力系统同步技术领域，更具体地，涉及一种电力系统中的锁相环。
背景技术：
单相电力变换器在新能源发电系统及各种电力电子设备如有源电力滤波器、不间断电源、动态电压存储器中应用十分广泛。电力变换器中，同步技术的应用十分重要，尤其是电力系统处于畸变情况，受到各种干扰的情况下。
锁相环(phaselockedloop，简称为pll)作为一种同步设备，在发电系统与能源应用中得到了广泛使用。pll面临的瓶颈问题是动态响应速度和系统带宽之间的矛盾，或者说是动态响应速度和系统抗干扰能力之间的矛盾。为解决这一问题，目前所提出的pll中许多都采用增加滤波器的方法。根据滤波器所在位置可以分为环内滤波器和前置滤波器。
前置滤波器可以根据其频率是否自适应分为频率自适应的前置滤波器和频率非自适应的前置滤波器。频率自适应的前置滤波器在频率变化时具有较强的抗干扰能力。然而，这种滤波器需要二阶频率检测模块或者频率反馈通路，都会增加结构复杂性，并使得pll的动态响应速度变慢，并且由于电压信号中的直流干扰信号和谐波信号，造成ppl的输出中仍然存在稳态误差。
技术实现要素：
为了克服上述问题或者至少部分地解决上述问题，本发明实施例提供一种电力系统中的锁相环。
本发明实施例提供一种电力系统中的锁相环，其特征在于，包括：鉴相器、滤波器和压控振荡器；鉴相器分别与滤波器和压控振荡器连接，滤波器与压控振荡器连接；鉴相器包括第一滤波单元、第一park变换单元、第二滤波单元和第二park变换单元；第一滤波单元，用于消除电压信号中的偶次谐波信号和直流干扰信号，生成仅包括奇次谐波信号的第一滤波信号，并将第一滤波信号输出至第一park变换单元；第一park变换单元，用于根据电压信号的标称角频率将第一滤波信号变换成第一变换信号，且将第一滤波信号中的奇次谐波信号转变成第一变换信号中的偶次谐波信号，并将第一变换信号输出至第二滤波单元；第二滤波单元，用于消除第一变换信号中的偶次谐波信号，生成第二滤波信号，并将第二滤波信号输出至第二park变换单元；第二park变换单元，用于根据压控振荡器输出的相角偏移量将第二滤波信号变换成第二变换信号；滤波器，用于根据第二变换信号生成作为压控振荡器的控制信号，并将控制信号发送至所述压控振荡器；压控振荡器，用于根据控制信号生成相角偏移量。
本发明实施例提供的一种电力系统中的锁相环，包括：鉴相器、滤波器和压控振荡器；其中，鉴相器包括第一滤波单元、第一park变换单元、第二滤波单元和第二park变换单元；第一滤波单元用于消除电压信号中的偶次谐波信号和直流干扰信号；第一park变换单元与第二滤波单元相结合，可消除电压信号中的奇次谐波信号；电压信号经过本发明实施例提供的鉴相器后，输出没有谐波信号和直流干扰信号的电压信号，从而消除了锁相环输出中存在稳态误差，提过了锁相环的抗干扰能力。由于抗干扰能力得到保证，锁相环中的滤波器可选用更高的带宽以提升响应速度，并且锁相环中没有反park变换，简化了锁相环的结构，使得锁相环同时具备了更高的抗干扰能力和响应速度。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作一简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为根据本发明实施例的电力系统中的锁相环的示意图；
图2为根据本发明实施例的暂态下hn-pll与nmaf-pll的相角误差检测对比图；
图3为根据本发明实施例的暂态下hn-pll与nmaf-pll的频率检测对比图；
图4为根据本发明实施例的稳态下hn-pll与nmaf-pll的相角误差检测对比图；
图5为根据本发明实施例的稳态下hn-pll与nmaf-pll的频率检测对比图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明实施例该提供一种电力系统中的锁相环，参考图1，包括：鉴相器1、滤波器2和压控振荡器3；鉴相器1分别与滤波器2和压控振荡器3连接，滤波器2与压控振荡器3连接；鉴相器1包括第一滤波单元11、第一park变换单元12、第二滤波单元13和第二park变换单元14；第一滤波单元11，用于消除电压信号中的偶次谐波信号和直流干扰信号，生成仅包括奇次谐波信号的第一滤波信号，并将第一滤波信号输出至第一park变换单元12；第一park变换单元12，用于根据电压信号的标称角频率将第一滤波信号变换成第一变换信号，且将第一滤波信号中的奇次谐波信号转变成第一变换信号中的偶次谐波信号，并将第一变换信号输出至第二滤波单元13；第二滤波单元13，用于消除第一变换信号中的偶次谐波信号，生成第二滤波信号，并将第二滤波信号输出至第二park变换单元14；第二park变换单元14，用于根据压控振荡器3输出的相角偏移量将第二滤波信号变换成第二变换信号；滤波器2，用于根据第二变换信号生成作为压控振荡器3的控制信号，并将控制信号发送至压控振荡器3；压控振荡器3，用于根据控制信号生成相角偏移量。
具体地，电力系统中，电压信号在复数域可以表示为：
其中，a1为电压信号的幅值，ω1为电压信号的角频率，
电力系统中，pll的功能就是通过提取公式(1)中基波正频率
单相系统中，电压信号经过park变换后，在复数域可以表达为：
其中，ωrf和θrf分别是park变换的旋转角频率和旋转相角，且有δω＝ω1-ωrf、θrf＝∫ωrfdt的关系。本实施例中，ωrf的取值与电网的标称角频率(即谐振角频率)θ0相等。公式(2)表明，park变换等价于将电压向量以θrf的角度反向旋转，或者以ωrf的频率反向旋转。由于在实际情况中，电网电压信号的频率不会发生较大偏移(即δω很小)，在经过park变换之后，公式(2)中的基波正分量
由于直流干扰信号和谐波信号会使pll的输出检测中存在振荡，为了提高系统的检测精度，这些干扰信号需要被完全消除，同时，由于谐波信号中存在偶次谐波信号和奇次谐波信号，其中，奇次谐波信号难以直接消除，通常需要组合器件才能消除，这样会增加系统的复杂度，本实施例采用先消除电压信号中的偶次谐波信号，在利用park变换能将奇次谐波信号转换为偶次谐波信号的特点，进一步消除电压信号中的奇次谐波信号。
本实施例中，锁相环包括鉴相器1、滤波器2和压控振荡器3，其中，鉴相器1包括第一滤波单元11、第一park变换单元12、第二滤波单元13和第二park变换单元14；第一滤波单元11用于消除电压信号中的偶次谐波信号和直流干扰信号，输出仅包括奇次谐波信号的第一滤波信号。
锁相环正是要对电力系统实际的电压信号的相角θ1进行检测，根据下式，可以通过对相角偏移量δθ1的检测来间接得出θ1的值。
θ1＝δθ1+θrf(3)
其中，δθ1为相角偏移量，θrf为park变换的旋转角度，本实施例中，θrf＝∫ωrfdt，且旋转角频率ωrf的取值与电网的标称角频率ω0相等。
第一park变换单元12根据电压信号的标称角频率将第一滤波信号变换成第一变换信号，并将第一滤波信号中的奇次谐波信号转变成第一变换信号中的偶次谐波信号；第二滤波单元13消除第一变换信号中的偶次谐波信号，即相当于消除了电压信号中的奇次谐波信号，输出第二滤波信号；第二park变换单元14根据压控振荡器3输出的相角偏移量将第二滤波信号变换成第二变换信号，即第二park变换单元14将相角偏移量转化成对应的电压信号进行输出；滤波器2根据第二变换信号生成作为压控振荡器3的控制信号；压控振荡器3根据控制信号生成相角偏移量。
本实施例的锁相环包括鉴相器、滤波器和压控振荡器，其中鉴相器包括第一滤波单元、第一park变换单元、第二滤波单元和第二park变换单元；第一滤波单元用于消除电压信号中的偶次谐波信号和直流干扰信号；第一park变换单元与第二滤波单元相结合，可消除电压信号中的奇次谐波信号；电压信号经过本发明实施例提供的鉴相器后，输出没有谐波信号和直流干扰信号的电压信号，从而消除了锁相环输出中存在稳态误差，提过了锁相环的抗干扰能力。由于抗干扰能力得到保证，锁相环中的滤波器可选用更高的带宽以提升响应速度，并且锁相环中没有反park变换，简化了锁相环的结构，使得锁相环同时具备了更高的抗干扰能力和响应速度。
基于以上实施例，第一滤波单元包括：直流干扰信号滤波子单元和至少一个第一谐波信号滤波子单元；直流干扰信号滤波子单元以及所有第一谐波信号滤波子单元之间串接；其中，直流干扰信号滤波子单元包括一个信号延迟器和一个减法器，每一第一谐波信号滤波子单元包括一个信号延迟器和一个加法器。
具体地，第一滤波单元包括直流干扰信号滤波子单元和至少一个第一谐波信号滤波子单元，其中，直流干扰信号滤波子单元与其中一个第一谐波信号滤波子单元进行串接，第一谐波信号滤波子单元之间再分别进行串接。
优选的，直流干扰信号滤波子单元包括信号延迟器和减法器，直流干扰信号滤波子单元中的信号延迟器将电压信号延迟半个额定周期，再通过减法器将电压信号与延迟半个额定周期后电压信号相减，即可以消除直流干扰信号。而第一谐波信号滤波子单元则可以由信号延迟器和加法器组成，将第一谐波信号滤波子单元的输入电压延迟预设周期后再与输入电压相加，即可以消除偶次谐波信号，其中预设周期选取为四分之一额定周期，八分之一额定周期，十六分之一额定周期等等，该预设周期的值与需要消除的偶次谐波信号的阶次相关。
基于以上实施例，第二滤波单元包括：至少一个第二谐波信号滤波子单元；每一第一谐波信号滤波子单元之间串接；其中，每一第二谐波信号滤波子单元包括一个信号延迟器和一个加法器。
具体地，第二滤波单元包括至少一个第二谐波信号滤波子单元，第二谐波信号滤波子单元之间为逐一串接。
由于电压信号经park变换后，电压信号中的奇次谐波信号转变为偶次歇逼信号，优选的，第二谐波信号滤波子单元则可以由信号延迟器和加法器组成，将第二谐波信号滤波子单元的输入电压延迟预设周期后再与输入电压相加，即可以消除变换后的偶次谐波信号，也相当于消除了原电压信号中的奇次谐波信号，其中预设周期选取为四分之一额定周期，八分之一额定周期，十六分之一额定周期等等，该预设周期的值与需要消除的偶次谐波信号的阶次相关。
基于以上实施例，参考图1，鉴相器1还包括移动平均滤波器15；移动平均滤波器15分别与第二滤波单元13和第二park变换单元14连接；移动平均滤波器15，用于对第二滤波信号进行去噪处理。
具体地，鉴相器1还包括移动平均滤波器15，移动平均滤波器15能减小电压信号中的随机干扰，并具有增强信号强度的作用，电压信号经过平均滤波器2处理后，能进一步的提高系统的检测精度。
基于以上实施例，参考图1，锁相环还包括除法器4；除法器4分别与鉴相器1和滤波器2连接；除法器4，用于将第二变换信号的q轴电压分量与d轴电压分量相除，输出比值信号，并将比值信号输出至滤波器2。
具体地，锁相环还包括除法器4；除法器4将第二变换信号的q轴电压分量与d轴电压分量相除，输出比值信号，并将比值信号输出至滤波器2。目前的锁相环中，滤波器2的输入信号为第二变换信号的q轴电压分量，由于q轴电压分量可能存在随机干扰，这些随机干扰会影响检测精度，本实施例将q轴电压分量与d轴电压分量的比值信号作为滤波器2的输入信号，能消除随机干扰，以提高系统的检测精度。
基于以上实施例，参考图1，滤波器2包括：第一积分器21、第一乘法器22和第一加法器23；第一加法器23分别与第一积分器21和第一乘法器22连接；第一积分器21，用于将比值信号作积分运算，输出角频率偏移量；第一乘法器22，用于将比值信号的强度缩放第一预设比例；第一加法器23，用于将角频率偏移量与缩放第一预设比例的比值信号相加，以获得控制信号。
具体地，本实施的滤波器2为环路滤波器，由于锁相环中上述实施例的各种器件或者设备能使抗干扰能力得到保证，该环路滤波器可选用更高的带宽，即该环路滤波器中的第一积分器21可选用更高的积分调节系数ki，第一加法器23可选用更高的比例调节系数kp，即滤波器可选用更高的带宽，以提升锁相环的响应速度。
基于以上实施例，参考图1，锁相环还包括相角补偿器5；相角补偿器5与分别滤波器2和压控振荡器3连接，相角补偿器5包括第二乘法器51和第二加法器52；第二乘法器51与第二加法52器连接；第二乘法器51，用于将角频率偏移量缩放第二预设比例；第二加法器52，用于将缩放第二预设比例的角频率偏移量、标称角频率和补偿角度相加，输出电压信号的相角，补偿角度为第一滤波单元11和第二滤波单元13引起的相角偏移角度。
具体地，由于鉴相器中增加了第一滤波单元11、第二滤波单元13以及移动平均滤波器15，这些器件对电压信号的相角会产生影响，在锁相环中还需增加相角补偿器才能获得原始电压信号的相角。
本实施例中，相角补偿器5包括第二乘法器51和第二加法器52；第二乘法器51将角频率偏移量缩放第二预设比例；第二加法器52将缩放第二预设比例的角频率偏移量、标称角频率和补偿角度相加，输出电压信号的相角，补偿角度为第一滤波单元11和第二滤波单元13引起的相角偏移角度。
例如，在第一滤波单元11中增加了直流干扰信号滤波子单元d1和第一谐波信号滤波子单元d2，在第二滤波单元13中增加了三个第二谐波信号滤波子单元d3、d4和d5，以及鉴相器1中增加的移动平均滤波器maf；对于maf，其频率响应可以表示为：
其中，ωw＝2π/tw，tw为maf的窗口时长，ωs＝2π/ts，ts为采样周期。
对于d1，其频率响应为：
其中，n的取值为2的整数倍，ω0为标称角频率。
对于d2、d3、d4和d5，其频率响应为：
其中，n的取值为2的整数倍，ω0为标称角频率。
假设d1、d2、d3、d4和d5中的信号延迟器延迟周期数依次为半个额定周期、四分之一额定周期、四分之一额定周期、八分之一额定周期和十六分之一额定周期，则d1、d2、d3、d4、d5和maf带来的相角检测误差分别为：
其中，δω为角频率偏移量，t0为额定周期，tw为maf的窗口时长，ts为采样周期。
则，总的相角检测误差δθfilter可由(7)-(12)式得出，可表示为：
其中，
由此确定第二乘法器51的k1的缩放比例。
基于以上实施例，参考图1，压控振荡器3包括第二积分器31；第二积分器31，用于将控制信号作积分运算，以获得相角偏移量。
基于以上实施例，参考图1，锁相环还包括幅值补偿器；幅值补偿器与鉴相器1连接，幅值补偿器包括第三乘法器61；第三乘法器61，用于将第二变换信号的q轴电压分量缩放第三预设比例，输出电压信号的幅值。
具体地，由于鉴相器1中增加了第一滤波单元11、第二滤波单元13以及移动平均滤波器15，这些器件对电压信号的幅值会产生影响，在锁相环中还需增加幅值补偿器才能获得原始电压信号的幅值。
例如，基于上述实施例中增加的d1、d2、d3、d4、d5和maf，d1、d2、d3、d4、d5和maf带来的幅值检测误差分别为：
其中，ωw＝2π/tw，tw为maf的窗口时长，ωs＝2π/ts，ts为采样周期，δω为角频率偏移量，t0为额定周期，n为maf的窗口中的采样点的数量。
则总的幅值检测误差ktotal可由(14)-(19)式得出，可表示为：
ktotal＝kd1kd2kd3kd4kd5kmaf(20)
由(20)式确定幅值补偿器中第三乘法器61的缩放比例k2＝1/ktotal。
基于上述实施例，本实施例将本发明实施例的锁相环(简写为hn-pll)与现有的锁相环(简写为nmaf-pll)进行比较，参考图2-图5；其中，图2为暂态下hn-pll与nmaf-pll的相角误差检测对比图，其横坐标为检测时间，纵坐标为相角误差；图3为暂态下hn-pll与nmaf-pll的频率检测对比图，其横坐标为检测时间，纵坐标为频率；图4为稳态下hn-pll与nmaf-pll的相角误差检测对比图，其横坐标为检测时间，纵坐标为相角误差；图5为稳态下hn-pll与nmaf-pll的频率检测对比图其横坐标为检测时间，纵坐标为频率。
由图2、图3可知，本发明实施例所提供的hn-pll具有更快的响应速度，由图4、图5可知，本发明实施例所提供的hn-pll具有更高的精度。
最后说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。