[0032] 依据第三方面，本发明提供了一种数字音频放大器。放大器包括如上述定义的数 字控制回路，其用于依据数字输入信号驱动连接到数字音频放大器上的扬声器。
[0033] 依据第四方面，本发明提供了一种设计如上所描述的2-AADC的方法。依据本 发明，方法包括定义包括至少一个阻尼零点的、S-AADC的期望的稳定的噪声传递函数 NTF(z)的步骤。然后，依据下式将NTF(z)转换成2-AADC的回路传递函数H(z):
[0034]
[0035] 随后，H的极点和零点被提取并且H被拆分为Hff和Hfb，其中Hff包括H的所有的 无阻尼极点，并且其中Hfb包括与所述至少一个阻尼零点中的一个相关联的至少一个阻尼 极点。
[0036] 方法还可包括用有限脉冲响应近似与Hfb相关联的脉冲响应，以及用有限脉冲响 应（FIR)滤波器实现此有限脉冲响应。
[0037] 如上所述，前向通路的输出可使用前面提及的连接到前向通路的输出端的校正滤 波器校正。
[0038] 依据第五方面，本发明提供了一种生产2 -AADC的方法。该方法包括设计如上定 义的ADC以及依据ADC的设计生产ADC。
[0039] 下面将引用附图更详细地描述本发明，其中：
[0040] 图1示出了已知的2 -AADC;
[0041] 图2示意性示出了依据本发明的2 -AADC的实施方案；
[0042] 图3A-3B分别示出了依据本发明的可能的NTF和H的波特图；
[0043] 图4描述了依据本发明的可能的FIRDAC的系数；
[0044] 图5A-5B分别显示了依据本发明的可能的ADC在校正滤波器之前和之后的功率谱 密度图；以及
[0045] 图6A和6B示出了依据本发明的2 -AADC的不同的应用。
[0046] 图2用示意性示出了依据本发明的2-AADC的实施方案。转换器包括：积分器 1〇(或在其它实施方案中的更高或更低复杂度的滤波级），其用于积分（处理）模拟的差异 信号，该差异信号是模拟输入信号与模拟反馈信号的差异函数；量化器12,其对由积分器 10积分的（由滤波级处理的）信号进行响应，用于以时钟信号定义的时钟间隔产生数字输 出信号；比特流调节器15,其操纵数字输出以适应有限脉冲响应数模转换器（FIRDAC) 13的 输入，以及可选择地校正滤波器16,其用于均衡ADC的传递特性。
[0047] 尽管图2示出了单比特转换器，输出字流的多比特转换器没有被排除在外。
[0048] FIRDAC被认为是好的DAC。FIRDAC是相对简单的一个比特的DAC，其表现得像多 比特的转换器。他们对失配、抖动、ISI以及失真高度不敏感而且显示出对带外噪声的高度 抑制。
[0049] 滤波级和/或积分器10负责没有或不能在FIRDAC13中处理的滤波的部分。为 了实现好的噪声整形性能，滤波级和/或积分器应至少是一阶并可以用有源和/或无源电 路执行。
[0050] FIRDAC13提供了从数字到模拟的转换，同时提供了由有限脉冲响应滤波 (FIR-滤波）系数规定的滤波功能。由于FIRDAC13具有滤波功能的特征，该滤波功能被用 于实现系统所需回路动态特性的分量。
[0051] 量化器12以数字表示法采用时钟信号定义的时钟间隔将滤波级和/或积分器10 产生的模拟信号进行转换。量化器12可包括钟控比较器。
[0052] 比特流调节器15获得量化器12的数字输出并操作它们以适合FIRDAC13。可以在 此块中执行的操作是例如到归零格式的转换，以抑制符号间干扰和否定，从而使输出信号 的两个极性可获得。
[0053] 可选的校正滤波器16可以补偿ADC的信号传递函数，因而产生从输入到输出的单 位增益传递。这可以在不添加相移时完成，确保了ADC的低延迟。
[0054] 在2-A数据转换器设计中，常见的做法是从期望的噪声传递函数NTF开始，然后 计算需要的滤波功能以实现该NTF。本发明将反馈通路中的FIRDAC的滤波功能看作实现总 体所需的滤波功能的分量的装置。因此，FIRDAC与NTF的一部分有关。因此，依据本发明， NTF以这样的方式被选择，即启用作为滤波器的一部分的FIRDAC。
[0055] 在现有技术中，反馈通路中的滤波没有故意地用于噪声整形。而是，在已知的 A调制器中的反馈通路被这样执行，以模拟形式表示数字输出码将是最好的。因此，在 DAC中的信号传递函数通常被设计得尽可能平坦，并且其会影响信号传递函数STF的任何 偏差被认为是不需要的且对于整个系统的稳定性有严重的风险。与现有技术相反，本发明 将反馈通路中的FIRDAC的滤波功能，或其他滤波装置，看作实现噪声传递函数的分量的可 能性。为了使ADC以稳定的行为结束，稳定性准则依然需要保持。为了在使用滤波DAC的 同时保持2-A转换器的稳定性准则的新的工作空间提出最优设计，开发了将在下面描述 的设计过程。
[0056] 依据本发明，如同对2-A转换器设计常见的，设计过程由信号传递函数NTF开 始。设计过程包括以下步骤：
[0057] 1.定义/设计期望的（稳定的）噪声传递函数NTF(z)，附加准则是，其包含至少 一个阻尼零点。该准则确保产生的回路传递函数H(z)可以被分解为有阻尼响应的、可以在 FIRDAC中实现的分量。传统地，在没有考虑分解为有阻尼响应的分量的可能性下选择NTF， 从而导致回路传递函数没有可在FIRDAC中执行的传递分量。
[0058] 2.使用下式将噪声传递函数转换成回路传递函数H(z):
[0059]
[0060] 3.从传递函数H中提取分别对应于分子多项式和分母多项式的根的零点和极点。
[0061] 4.将回路传递函数H拆分为Hff和Hfd两部分，其乘积又等于H。Hff应包括H的所 有的无阻尼极点。如有需要，其还可包括零点和阻尼极点。Hfb应包括剩余的极点和零点以 及应至少包括至少一个与所述至少一个阻尼零点中的一个相关联的阻尼极点。
[0062] 5.将Hfb转换成脉冲响应（使用普通线性系统理论）并使此脉冲响应的前N个系 数作为有限脉冲响应（FIR)滤波器来实现。这个途径是可能的，因为用于FIRDAC的极点 都是阻尼的，这使它们的响应可以近似于有限数量的抽头。N应该选择足够大以便实际的 FIRDAC传递收集Hfb的主要部分（N可以近似等于Hfb的最低频极点的时间常数）。应该选 择FIRDAC的增益（抽头幅值总和）使得FIRDAC可重现目标输入信号的全范围（稍微超范 围以避免A调节的超负载）。
[0063] 6.可选择地：将具有传递函数勺数字滤波器附加在ADC上，执行反信号传递函 数的H_以下式给出：
[0064]
[0065] 本发明使能使用具大量的系数的FIRDAC，而不会与稳定性准则相冲突。
[0066] FIR系数中的脉冲响应的执行很容易导致大量FIR系数并且因此导致有大量系数 的FIRDAC。按照上述的设计过程，这无论如何不会导致稳定性问题。该设计过程将导致低 通特性的FIRDAC，同时仍然满足奈奎斯特稳定性准则以便产生稳定的闭环行为。 实施例
[0067] 下面相对低（3)阶的用于噪声传递函数的IIR滤波器被用作起始点，噪声传递函 数的一部分在FIR滤波器中实现，参见图3A:
[0068]
[0069] 参见图3B，该噪声传递函数被转换为回路传递函数H:
[0070]
[0071] 该回路传递函数的极点（H的分母的根）是：
[0072] 1、0. 987+0. 012i和 0? 987-0. 012i
[0073] 在该实