相输入端连接，也即此时位权网络12接地。
[0061] 作为优选地，第一电荷吸收单元N5为第五NM0S管，第五NM0S管的源极与漏极均 与第一NM0S管N1的源极以及第二NM0S管N2的漏极的公共端连接，第五NM0S管的栅极与 第二反相器133的输入端连接。
[0062] 作为优选地，第二电荷吸收单元N6为第六NM0S管，第六NM0S管的源极与漏极均 与第三NM0S管N3的源极以及第四NM0S管N4的漏极的公共端连接，第六NM0S管的栅极与 第二反相器133的输出端连接。
[0063] 可以理解的是，本申请中，第一电荷吸收单元N5与第二电荷吸收单元N6均可以选 用NMOS管，例如本实施例中，第一电荷吸收单元N5可以为第五NMOS管，第二电荷吸收单元N6可以为第六NM0S管，而由于第五NM0S管的源极与漏极均与第一NM0S管N1的源极以及 第二NMOS管N2的漏极的公共端连接，则此时第五NMOS管充当电容的功能；同理，第六NMOS 管也充当电容的功能，可以吸收由于N路数字信号转换而引起模拟开关管13的开关动态变 化使得模拟开关管13释放的电荷。
[0064] 可以理解的是，由于实际器件中，NM0S管的体积要比电容的体积小，可见，本申请 中选用NM0S管，减小了模拟开关管13的体积。当然，本申请中也并不仅限于NM0S管，能够 实现吸收寄生电荷目的的其他电荷吸收单元均在本发明的保护范围之内。
[0065] 作为优选地，第一反相器132包括第一PM0S管P1、第二PM0S管P2以及第七NM0S 管N7 ;
[0066] 其中，第一PM0S管P1的源极以及第二PM0S管P2的源极均与反相器电源连接，第 一PM0S管P1的漏极与第二PM0S管P2的漏极连接，其公共端与第七NM0S管N7的漏极连 接，共同作为第一反相器132的输出端，第七NM0S管N7的源极接地，第一PM0S管P1的栅 极与第七NM0S管N7的栅极连接，其公共端作为第一反相器132的输入端，第二PM0S管P2 的栅极与第二反相器133的输出端连接。
[0067] 作为优选地，第二反相器133包括第三PM0S管P3、第四PM0S管P4以及第八NM0S 管N8 ;
[0068] 其中，第三PM0S管P3的源极以及第四PM0S管P4的源极均与反相器电源连接，第 三PM0S管P3的漏极与第四PM0S管P4的漏极连接，其公共端与第八NM0S管N8的漏极连 接，共同作为第一反相器132的输出端，第八NM0S管N8的源极接地，第三PM0S管P3的栅 极与第八NM0S管N8的栅极连接，其公共端作为第二反相器133的输入端，第四PM0S管P4 的栅极与第二反相器133的输入端连接。
[0069] 可以理解的是，本申请中，以第一反相器132为例，在现有反相器已有第一PM0S管 P1和第七NM0S管N7的组成基础上，再加入第二PM0S管P2,其中，第一PM0S管P1的漏极 以及第二PM0S管P2的漏极均与反相器电源连接，第一PM0S管P1的源极与第二PM0S管P2 的源极连接，也即第二PM0S管P2与第一PM0S管P1并联；因为PM0S管的源极和漏极之间 有源漏电阻，因此第一PM0S管P1和第二PM0S管P2并联后，构成正反馈，减小了第一PM0S 管P1和第二PM0S管P2构成的整体的电阻值，因此，当第一反相器132的输入数字信号为 0时，此时第一PM0S和第二PM0S管P2均导通，第一反相器132输出高电平，此时高电平在 第一PM0S管P1和第二PM0S管P2构成的整体上的压降则减小，即反相器输出高电平时的 损耗将降低，起到高电平补偿作用。同理，第二反相器133具有和第一反相器132相同的设 计原理，在此不再赘述，则最终到达模拟开关管13的栅极的电压就会升高，这在一定程度 上可以降低模拟开关管13的导通电阻，也进一步减小了模拟开关管13的导通电阻对数模 转换器的各个支路的影响。
[0070] 作为优选地，位权网络12为R-2R倒T型电阻网络。
[0071] 可以理解的是，电阻解码网络采用倒T型结构，电阻值只有R、2R两种，电阻网络通 过模拟开关管13与运算放大器14的反相输入端相连，权电流流入运算放大器14的反相输 入端。由于运算放大器14的虚短、虚断特点，无论模拟开关管13如何接入，与其相连的电 阻网络在效果上总是接地的，即模拟开关管13的状态不影响每条支路电流的大小。电流在 每条支路（即开关管1~n)的大小按照2的负整数幂递减。1。=Vref/R，那么流入每条 支路的电流（从左到右）分别为1/2、1/4、I/8-I/2n。
[0072] 于是，总电流为：
[0073]
[0074] 输出电压：
[0075]
[0076] 需要注意的是，在仿真时，可以根据所定义的各个器件的参数，估算模拟开关管13 的导通电阻大小，将其计入所在支路的电阻中，从而减小由于模拟开关管13的开关电阻所 带来的实际电流值与理论电流值的偏差。
[0077] 作为优选地，模拟开关管13还包括：
[0078] 电平转移电路136,用于接收数字信号并对数字信号进行调理，并将调理后的数字 信号传送至第一反相器132。
[0079] 可以理解的是，不同的电路有不同的0、1标准电平，两个不同的电路要进行数据 传送的时候要把〇、1电平对接，这时就要有电平转换电路。本申请在输入数字信号的后面 加入电平转移电路136,使得数字信号与TTL电平兼容，正确识别出0、1逻辑。
[0080] 作为优选地，电平转移电路136包括第五PM0S管P5、第六PM0S管P6以及第九 NM0S管N9 ;
[0081] 其中，第五PM0S管P5的源极以及第六PM0S管P6的源极均与反相器电源连接，第 五PM0S管P5的漏极与第六PM0S管P6的漏极连接，其公共端与第九NM0S管N9的漏极连 接，共同作为电平转移电路136的输出端，第九NM0S管N9的源极接地，第五PM0S管P5的 栅极与第九NM0S管N9的栅极连接，其公共端作为电平转移电路136的输入端，第六PM0S 管P6的栅极与第一反相器132的输出端连接。
[0082] 可以理解的是，如果选用上述结构的电平转移电路136,为了实现当N路数字信号 中的某一数字信号为1时，通过该模拟开关管13连接的位权网络12的支路与运算放大器 14连接，当N路数字信号中的某一数字信号为0时，通过该模拟开关管13连接的位权网络 12的支路与运算放大器14之间关断，该位权网络12的支路与地连接。此时，第二NM0S管 N2的源极作为第一开关电路134的输出应该与运算放大器14的正相输入端连接（也即图 3中的outl与运算放大器14的正相输入端）；第二开关电路135中的第四NM0S管N4的源 极与运算放大器14的反相输入端连接（也即图3中的out2与运算放大器14的反相输入 端连接）。本发明对于具体的逻辑设置方法不做特别的限定，能够实现本发明目的的逻辑设 置方法均在本发明的保护范围之内。
[0083] 另外，请参照图4,图4为本发明提供的一种运算放大器的结构示意图；
[0084] 该运算放大器14中，多路电流源为该运算放大器14的三级（三个支路）提供 恒定的电流，电流源的设计由一系列的M0S管组成，根据定义的器件的宽长比W/L，可以在 每级获得不同大小的电流；第一级放大采用差分结构，二三级放大由NM0S构成，根据跨导 CN 105187062 A h/l 8/8贝
实中，u:载流子迀移率，Cox:单位栅电容大小，W和L分别MOS管 的宽和长。源漏电阻，增益Av=gm*rdS，以及定义的各元器件参数可以计算 A^1/2 出理论的增益，而整个运算放大器14的增益为三级增益的乘积。
[0085] 请参照图5,图5为本发明提供的采用本申请中模拟开关管的数模转换器的输出 特性局部放大图。
[0086] 可见，该数模转换器的输出曲线上的毛刺明显减少了，输出特性得到了极大的改 善。
[0087] 本发明提供的一种数模转换器，在实施例一的基础