一种平面双频可调的带通‑带阻滤波器的制作方法

本发明涉及高频器件的技术领域，尤其是指一种平面双频可调的带通-带阻滤波器。

背景技术：

近年来，随着无线电子产品在人民生活中的普及，小型化、成本低已经成为了电子产品的趋势。另一方面，随着电子信息的迅猛发展，日趋紧张的频谱资源更加匮乏，为提高通信容量及降低相邻信道间信号串扰，对滤波器的选择性及集成化等提出了更高的要求。而微带滤波器则满足了这一些要求。

可调滤波器在减小系统体积、复杂性、成本方面起着重要的作用，因为其能在一个结构上实现多个频率范围。

但随着电磁环境的越来越复杂，宽带无线系统经常需要接收处于动态干扰环境下所需的信号，这时可切换带通-带阻滤波器就具有重大的现实意义。因为对于一个高功率干扰电磁环境，带阻模式可以抑制所需信号附近的大功率干扰，而带通模式可以用在低功率干扰模式下。所以有必要对微带可切换带通-带阻滤波器进行进一步的研究。

2014年3月，young-hocho和gabrielm.rebeiz在本技术领域顶级期刊"ieeetransactionsonmicrowavetheoryandtechniques"上发表题为"two-andfour-poletunable0.7–1.1-ghzbandpass-to-bandstopfilterswithbandwidthcontrol"的文章，该文章中提及的滤波器利用rfmems开关实现带通-带阻特性的转换，并且可以实现中心频率的可调。

2013年4月，williamj.chappell等在本技术领域顶级期刊"ieeetransactionsonmicrowavetheoryandtechniques"发表了“newbandstopfiltercircuittopologyanditsapplicationtodesignofabandstop-to-bandpassswitchablefilter”，该文章中提及的滤波器也是通过rfmems开关实现带通滤波器和带阻滤波器的切换。

技术实现要素：

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供了一种平面双频可调的带通-带阻滤波器，能够便利地调节带通-带阻性能之间的转换，并且能够独立地调节每个通道的工作频率且不影响其他通道的工作，能够满足小型化、低成本、特性好的设计要求。

为实现上述目的，本发明所提供的技术方案为：一种平面双频可调的带通-带阻滤波器，包括输入端口、输出端口、具有二分之一波长的第一开路谐振器、具有二分之一波长的第二开路谐振器、具有二分之一波长的第三开路谐振器、具有二分之一波长的第四开路谐振器、第一直流电源、第二直流电源、第三直流电源、第四直流电源、第五直流电源、第六直流电源、第七直流电源、第一隔直电容、第二隔直电容、第三隔直电容、第一高频扼流圈、第二高频扼流圈、第三高频扼流圈、第四高频扼流圈、第五高频扼流圈、第六高频扼流圈、第七高频扼流圈、第八高频扼流圈、第一变容二极管、第二变容二极管、第三变容二极管、第四变容二极管、第五变容二极管、第六变容二极管、第七变容二极管、第一馈线、第二馈线；

所述第一馈线和第二馈线左右分开，构成u型结构，所述第一开路谐振器、第二开路谐振器、第三开路谐振器、第四开路谐振器置于该u型结构内，该第一开路谐振器、第二开路谐振器左右分开，该第三开路谐振器、第四开路谐振器左右分开，且该第一开路谐振器和第二开路谐振器与第三开路谐振器和第四开路谐振器上下分开；

所述第一馈线由相连的第一l型微带线与第一变容二极管构成，所述第一l型微带线通过第一隔直电容与输入端口相连；所述第二馈线由第二变容二极管与第二l型微带线相连构成，所述第二l型微带线通过第二隔直电容与输出端口相连；所述第三变容二极管的一端接地，其另一端通过第三隔直电容与第一变容二极管相连以及通过第一高频扼流圈与第一直流电源连接；所述第一变容二极管与第二变容二极管相连，所述第二高频扼流圈的一端与第二变容二极管相连，其另一端接地；

所述第一开路谐振器由第四变容二极管与第一u型微带线相连构成；所述第二开路谐振器由第五变容二极管与第二u型微带线相连构成，所述第三开路谐振器由第三u型微带线与第六变容二极管相连构成，所述第四开路谐振器由第四u型微带线与第七变容二极管相连构成；

所述第二直流电源通过第三高频扼流圈与第一l型微带线相连，所述第三直流电源通过第四高频扼流圈与第二l型微带线相连，所述第四直流电源通过第五高频扼流圈与第一u型微带线相连，所述第五直流电源通过第六高频扼流圈与第二u型微带线相连，所述第六直流电源通过第七高频扼流圈与第三u型微带线相连，所述第七直流电源通过第八高频扼流圈与第四u型微带线相连。

所述第一开路谐振器和第二开路谐振器的等效电长度为低频通道的工作频率对应波长的二分之一；所述第三开路谐振器和第四开路谐振器的等效电长度为高频通道的工作频率对应波长的二分之一。

所述低频通道在带通模式下的工作频率为1740mhz-2295mhz，所述高频通道在带通模式下的工作频率为2250mhz-2715mhz。

所述输入端口和输出端口的传输线阻抗均为50欧姆。

本发明与现有技术相比，具有如下优点与有益效果：

1、本发明在滤波器中使用pin二极管，可以灵活控制滤波器在带通模式和带阻模式之间进行切换。

2、带通模式和带阻模式的每一个通道的工作频率可以被单独调节，即可以在另一个通道保持不变的情况下独自控制一个通道的工作频率。

3、带通模式的两个通道的中心频率可以很方便地大范围调节，其可调节范围分别为1740-2295mhz和2250-2715mhz。

4、带阻模式的两个通道的中心频率可以很方便地大范围调节，其可调节范围分别为1790-2295mhz和2325-2890mhz。

5、由于本发明为微带结构，体积小、重量轻、成本低、适合工业批量生产，因此本发明具备结构简单、生产成本低的优点。

附图说明

图1为本发明的平面双频可调的带通-带阻滤波器制作在双面覆铜微带板上的结构示意图。

图2为本发明所使用的变容二极管的ads(advanceddesignsystem)模型。

图3a为带通模式的高频通道中心频率固定、低频通道中心频率可调的回波损耗(|s11|)的ads(advanceddesignsystem)仿真结果。

图3b为带通模式的高频通道中心频率固定、低频通道中心频率可调的插入损耗(|s21|)的ads(advanceddesignsystem)仿真结果。

图4a为带通模式的低频通道中心频率固定、高频通道中心频率可调的回波损耗(|s11|)的ads(advanceddesignsystem)仿真结果。

图4b为带通模式的低频通道中心频率固定、高频通道中心频率可调的插入损耗(|s21|)的ads(advanceddesignsystem)仿真结果。

图5a为带阻模式的高频通道中心频率固定、低频通道中心频率可调的回波损耗(|s11|)的ads(advanceddesignsystem)仿真结果。

图5b为带阻模式的高频通道中心频率固定、低频通道中心频率可调的插入损耗(|s21|)的ads(advanceddesignsystem)仿真结果。

图6a为带阻模式的低频通道中心频率固定、高频通道中心频率可调的回波损耗(|s11|)ads(advanceddesignsystem)仿真结果。

图6b为带阻模式的低频通道中心频率固定、高频通道中心频率可调的插入损耗(|s21|)ads(advanceddesignsystem)仿真结果。

具体实施方式

下面结合具体实施例对本发明作进一步说明。

本实施例所提供的平面双频可调的带通-带阻滤波器的核心内容是通过控制变容管两端电压，控制其容值变化，进而实现谐振器等效电长度的改变而调节滤波器的中心频率，而带通-带阻特性的转换通过pin二极管得以实现。

参见图1所示，所述的平面双频可调的带通-带阻滤波器，包括输入端口port1，输出端口port2，具有二分之一波长的第一开路谐振器、具有二分之一波长的第二开路谐振器、具有二分之一波长的第三开路谐振器、具有二分之一波长的第四开路谐振器、第一直流电源8、第二直流电源4、第三直流电源14、第四直流电源30、第五直流电源20、第六直流电源27、第七直流电源23、第一隔直电容1、第二隔直电容18、第三隔直电容11、第一高频扼流圈9、第二高频扼流圈25、第三高频扼流圈5、第四高频扼流圈13、第五高频扼流圈31、第六高频扼流圈19、第七高频扼流圈26、第八高频扼流圈24、第一变容二极管7、第二变容二极管12、第三变容二极管10、第四变容二极管29、第五变容二极管21、第六变容二极管28、第七变容二极管22、第一馈线、第二馈线；

所述第一馈线和第二馈线左右对称设置，构成u型结构，所述第一开路谐振器、第二开路谐振器、第三开路谐振器、第四开路谐振器置于该u型结构内，该第一开路谐振器、第二开路谐振器左右对称设置，该第三开路谐振器、第四开路谐振器左右对称设置，所述第一开路谐振器、第二开路谐振器、第三开路谐振器、第四开路谐振器与第一馈线和第二馈线同一对称线，且该第一开路谐振器和第二开路谐振器与第三开路谐振器和第四开路谐振器上下分开；

所述第一馈线由相连的第一l型微带线3与第一变容二极管7构成，所述第一l型微带线3通过第一隔直电容1与输入端口port1相连；所述第二馈线由第二变容二极管12与第二l型微带线16相连构成，所述第二l型微带线16通过第二隔直电容18与输出端口port2相连；所述第三变容二极管10的一端接地，其另一端通过第三隔直电容11与第一变容二极管7相连以及通过第一高频扼流圈9与第一直流电源8连接；所述第一变容二极管7与第二变容二极管12相连，所述第二高频扼流圈25的一端与第二变容二极管12相连，其另一端接地；

所述第一开路谐振器由第四变容二极管29与第一u型微带线2相连构成；所述第二开路谐振器由第五变容二极管21与第二u型微带线17相连构成，所述第三开路谐振器由第三u型微带线6与第六变容二极管28相连构成，所述第四开路谐振器由第四u型微带线15与第七变容二极管22相连构成；

所述第二直流电源4通过第三高频扼流圈5与第一l型微带线3相连，所述第三直流电源14通过第四高频扼流圈13与第二l型微带线16相连，所述第四直流电源30通过第五高频扼流圈31与第一u型微带线2相连，所述第五直流电源20通过第六高频扼流圈19与第二u型微带线17相连，所述第六直流电源27通过第七高频扼流圈26与第三u型微带线6相连，所述第七直流电源23通过第八高频扼流圈24与第四u型微带线15相连。

所述第一开路谐振器和第二开路谐振器的等效电长度为低频通道的工作频率对应波长的二分之一；所述第三开路谐振器和第四开路谐振器的等效电长度为高频通道的工作频率对应波长的二分之一。

所述低频通道在带通模式下的工作频率为1740mhz-2295mhz，所述高频通道在带通模式下的工作频率为2250mhz-2715mhz。

所述输入端口和输出端口的传输线阻抗均为50欧姆。

图2是使用的变容二极管的ads模型，本实施例具体使用的是smv1405(cv＝2.67-0.63pf,rs＝0.80ω,cp＝0.29pf,ls＝0.7nh)。

图3a显示的是带通模式下高频通道不变，低频通道变化时滤波器的散射参数仿真结果。横轴表示本发明中的微带滤波器的信号频率，左边纵轴表示滤波器的回波损耗(s11)，回波损耗表示该端口信号的输入功率与信号的反射功率之间的关系,其相应的数学函数如下：反射功率/入射功率＝20*log|s11|。图3b显示的是带通模式下高频通道不变，低频通道变化时滤波器的插入损耗(s21)的仿真结果。左边纵轴还表示滤波器的插入损耗(s21)仿真结果，插入损耗表示一个信号的输入功率与另一个端口信号的输出功率之间的关系，其相应的数学函数为：输出功率/输入功率(db)＝20*log|s21|。可以发现带通模式低频通道的工作频率为1740-2295mhz，每个通道的回波损耗均优于10db，性能优良。

图4a显示的是带通模式下低频通道不变，高频通道变化时滤波器的回波损耗(s11)仿真结果。图4b显示的是带通模式下低频通道不变，高频通道变化时滤波器的插入损耗(s21)仿真结果。可以发现带通模式高频通道的工作频率为2250-2715mhz，每个通道的回波损耗均优于10db，性能优良。

图5a显示的是带阻模式下高频通道不变，低频通道变化时滤波器的回波损耗(s11)仿真结果。图5b显示的是带阻模式下高频通道不变，低频通道变化时滤波器的插入损耗(s21)仿真结果。可以发现带阻模式低频通道的工作频率为1790-2295mhz，每个通道的回波损耗均优于10db，性能优良。

图6a显示的是带阻模式下低频通道不变，高频通道变化时滤波器的回波损耗(s11)仿真结果。图6b显示的是带阻模式下低频通道不变，高频通道变化时滤波器的插入损耗(s21)仿真结果。可以发现带阻模式高频通道的工作频率为2325-2890mhz，每个通道的回波损耗均优于10db，性能优良。

以上所述实施例只为本发明之较佳实施例，并非以此限制本发明的实施范围，故凡依本发明之形状、原理所作的变化，均应涵盖在本发明的保护范围内。