专利名称：开关电源装置、半导体装置以及控制方法
技术领域：
本发明涉及一种开关电源及其外围电路结构的技术，更为详细来说涉及一种开关电源装置、半导体装置以及控制方法的技术。
背景技术：
开关电源中，以前在因负载短路等负载异常导致输出电压降低的情况下，为了防止输出大电流，或对作为负载的电子机器误流通一定值以上的电流，经常需要过负载保护功能。提出了很多实现该功能的构成。
该过负载保护功能的实现，关键点在于(1)通过什么样的构成来检测过负载状态，以及(2)通过什么样的构成来进行保护这两点，以往，对这两点考虑了若干个构成。
首先，关于(1)的检测结构，有如下三种。对照图12对这些结构进行说明。图12所示的开关电源，包括开关元件201与CC、FB、GND端子，具有控制开关元件201的控制电路202与变压器231，通过电阻246、247、并联调节器245、以及光电耦合器232，检测出输出电压VO。该开关电源，根据输出电压VO，变更从控制电路202的FB端子流出的电流，通过开关元件201与变压器231的一次绕组231a，调整供给输出的能量。图12所示的开关电源，是这样的一般的恒压电源。变压器231的二次绕组231b与辅助绕组231c极性相同，被二极管204与电容器205所平滑化的CC端子的辅助电源电压VCC，理想上与输出电压VO成比例。另外，该CC端子，在通常动作时经常也起到给控制电路202供电的作用。
(1)的检测结构的第1种，是在由开关元件201与变压器231提供给输出的能量达到一定值时，检测出过负载的结构。具体来说，使用的是在开关元件201中流通的电流的峰值达到一定值时，检测出过负载的构成等。PWM(脉冲宽度调制)控制方式或振铃扼流变换器中，控制开关元件201中电流流通的时间，来决定输出功率。由于该输出功率，对开关元件201中流通的电流的峰值单调增加，因此可利用它检测出输出功率与输出电流IO达到一定值以上的过负荷状态。
第2种是，利用二次绕组231b与同极性的辅助绕组231c产生与输出电压VO成比例并平滑化了的辅助电源电压VCC的结构。辅助电源电压VCC降低到一定值以下时，能够检测出过负载。例如，如果是PWM控制，设定开关元件201中流通的电流的峰值的最大值，如果是PFM控制，则则设定振荡频率的最大值等，通过这样提决定供给输出的能量的最大值。在负载加重到其以上时，随着输出电压VO下降，辅助电源电压VCC也下降，因此能够利用该CC端子电压VCC的降低，检测出输出电流IO达到一定值以上的过负载状态。
第3种是，同样利用二次绕组231b与同极性的辅助绕组231c，在辅助电源电压VCC达到一定值以上时，检测出过负载的结构。如前所述，辅助电源电压VCC，理想上与输出电压VO成比例。另外，随着负载加重，从二次绕组231b提供给负载的能量增大，输出功率增大。但是，由于控制电路202在CC端子所消耗的功率几乎一定，因此从辅助绕组231c提供给控制电路202的能量也一定。所以，随着负载加重，辅助电源电压VCC有上升的倾向。能够利用该辅助电源电压VCC的上升，检测出输出功率与输出电流IO达到一定值以上的过负载状态。
接下来，关于(2)的保护的结构，大体上分为锁定(latch)停止型与自复原型两类。锁定停止型，是指检测出过负载并停止开关元件的开关动作(以下称作振荡)之后，只要输入电压不下降，开关元件就不再次振荡的形式的保护结构，反之，自复原型是指检测出过负载并实施了保护之后，如果变为不是过负载状态，电源便再次正常动作的形式的保护结构。
作为自复原型的例子，第1种是折返式(Foldback Current Limiting)，其在过负载的检测时，根据输出电压VO的下降，减小提供给输出的能量，实现如图13A所示的、随着输出电压降低输出电流IO减小的输出电压对输出电流(V-I)的特性。第2种如图13B所示，是电流下降式，实现输出电流IO一定、且输出电压下降的输出电压对输出电流(V-I)的特性。第3种是计时器间歇振荡式，通过在过负载时将开关元件振荡的期间降低到一定比率，并增加停止振荡的期间，来减少对输出的能量供给。
例如，专利文献1中所示的实施例，通过辅助绕组的平滑电压的降低，检测出过负载，实施根据电流下降特性的自复原型的过负载保护，专利文献2中所示的实施例，在开关元件中流通的电流值达到一定值以上时，检测出过负载，实施锁定停止型的过负载保护。
开关电源中，控制开关元件的控制电路构成在同一个半导体基板上，或开关元件及其控制电路构成在同一个半导体基板上，是经常采用的方式。该半导体装置作为开关电源用控制IC销售，用来让开关电源的设计更加容易。
另外，虽然如前所述，过负载保护的结构中有锁定停止型与自复原型，但为了过负载时的安全的停止，存在需要锁定停止型的保护的电源，也存在需要在过负载时起动保护，在解决了该过负载状态后再次动作的自复原型的保护的电源，根据与电源的输出相连接的机器及其使用环境，任一个结构都既有优点又有缺点。
专利文献1特开平5-68330号公报专利文献2特开平6-153382号公报但是，这种安装在开关电源用控制IC中的过负载保护功能只有一种，在设计开关电源时使用控制IC(半导体装置)的情况下，无法选择过负载保护的结构。另外，其还丧失了作为控制IC的通用性。
发明内容
本发明的目的在于解决上述以往技术的问题，具有通过让开关元件进行开关动作，检测出经由变压器提供给输出的能量达到给定值以上的点的结构，以及检测出与变压器的二次绕组同极性的辅助绕组的平滑电压下降的点的结构的这种、检测过负载的多个结构。在通过其一方的检测结构检测到过负载的情况下，锁定停止型的保护起动，通过另一方的检测结构检测到过负载的情况下，自复原型的保护起动。本发明的目的在于，提供一种具有这样的功能的控制IC(半导体装置)，以及具有使用该控制IC来实现锁定停止型过负载保护或自复原型过负载保护的控制IC的外围电路的开关电源装置。
为实现上述目的，本发明提供一种开关电源装置中所使用的半导体装置，该开关电源装置具有具有一次绕组、二次绕组以及辅助绕组的变压器；通过开关动作控制输入给上述一次绕组的第1直流电压的开关元件；以及，对通过上述开关元件的开关动作而在上述二次绕组中产生的交流电压进行整流并平滑化，生成第2直流电压作为输出电压的输出电压生成部，该半导体装置，具有第1外部连接端子，其给控制上述开关元件的开关动作的控制电路，输入对与上述二次绕组成比例的上述辅助绕组的交流电压进行了整流并平滑化后的电压值；第1检测机构，其将供给上述输出部的能量达到一定值以上作为过负载检测出来；以及，第2检测机构，其具有对供给上述输出部的能量设定的最大值，将上述第1外部连接端子的电压值变为一定值以下作为过负载检测出来，在通过上述第1、第2检测机构检测到过负载的情况下，上述控制机构分别进行不同的过负载保护。
另外，本发明的开关电源装置，将输入直流电压变换成输出直流电压，具有开关机构，对上述输入直流电压进行开关；变压器机构，其根据上述被开关的输入直流电压，生成输出交流电压与辅助交流电压；输出直流电压生成机构，对上述输出交流电压进行整流，生成上述输出直流电压；辅助直流电压生成机构，对上述辅助交流电压进行整流，生成与上述输出直流电压大致成比例的辅助直流电压；以及，控制机构，控制上述开关机构的开关动作，上述控制机构包含振荡信号生成机构，其根据上述输出直流电压或上述辅助直流电压，生成动作状态电平与非动作状态电平周期性重复的振荡信号，并根据上述振荡信号对上述开关机构进行开关；以及，振荡控制信号生成机构，其生成采用让上述振荡信号继续的振荡状态电平与让上述振荡信号停止的停止状态电平中的任一个电平的振荡控制信号，一旦上述辅助直流电压变为给定的第1辅助电压值以下，便将上述振荡控制信号设为停止状态电平，停止上述开关机构的开关动作。
另外，本发明的半导体装置，是开关电源装置中所使用的半导体装置，该开关电源装置将输入直流电压变换成输出直流电压，并具有对上述输入直流电压进行开关的开关机构；根据上述被开关的输入直流电压，生成输出交流电压与辅助交流电压的变压器机构；对上述输出交流电压进行整流，生成上述输出直流电压的输出直流电压生成机构；对上述辅助交流电压进行整流，生成与上述输出直流电压大致成比例的辅助直流电压的辅助直流电压生成机构；以及，控制上述开关机构的开关动作的控制机构，其中上述控制机构由半导体芯片构成。
再有，本发明提供开关电源装置的控制方法，该开关电源装置将输入直流电压变换成输出直流电压，包括对上述输入直流电压进行开关的步骤；根据上述被开关的输入直流电压，生成输出交流电压与辅助交流电压的步骤；对上述输出交流电压进行整流，生成上述输出直流电压的步骤；对上述辅助交流电压进行整流，生成与上述输出直流电压大致成比例的辅助直流电压的步骤；以及，控制上述开关机构的开关动作的步骤，上述控制开关动作的步骤，包含根据上述输出直流电压或上述辅助直流电压，生成动作状态电平与非动作状态电平周期性重复的振荡信号，根据上述振荡信号对上述开关动作进行控制的步骤；以及，生成采用让上述振荡信号继续的振荡状态电平与让上述振荡信号停止的停止状态电平中的任一个电平的振荡控制信号，一旦上述辅助直流电压变为给定的第1辅助电压值以下，便将上述振荡控制信号设为停止状态电平，停止上述开关动作的步骤。
根据本发明，通过使用1种开关电源控制IC(半导体装置)，能够根据其外围电路的微小差异，来选择自复原型、锁定停止型的过负载保护。另外，通过在其他部分中增加1个简单的电路，能够实现一种起动过负载保护的输出功率不是由控制IC所设定的值，而是通过由外围电路所设定的值来起动过负载保护的结构。通过这样，提高了作为开关电源装置的控制IC的通用性，能够应对更多电源设计者的希望。这些过负载保护结构的选择，能够通过非常少的部件的增加来实现，不会带来成本提高的负担。另外，由于通用性提高，因此不需要只为了过负载保护的结构而增加控制IC的规模，从而能够削减开发费用。
另外，还能够具有一旦CC端子电压VCC变为给定值以下，上限电流值便降低的功能。通过这样，能够减小可进行恒压控制的最大输出电流，与因辅助绕组的平滑电压(CC端子电压VCC)降低所引起的过负载保护起动的时刻的输出电流之间的差。其结果是，能够减小电源部件的电流定额，实现成本降低。
另外，通过一旦恒压端子的DD端子中流通给定值以上的电流，便起动过负载保护，还能够利用辅助绕组的平滑电压的上升，实施过负载保护。这样，起动过负载保护的输出功率，能够由CC端子与DD端子间的电位差检测电路来设定。其结果是，与只通过变压器的设计来进行设定的情况相比，起到了能够很容易地设定过负载保护起动的输出功率的效果。
图1为表示本发明的实施方式1中的开关电源装置之构成的方框图。
图2为表示实施方式1中的半导体装置之构成的方框图。
图3为表示实施方式1的变形例1中的开关电源装置之构成的方框图。
图4为表示自复原型过负载保护的计时器间歇振荡动作的时序图。
图5为表示漏极电流峰值的上限电流值ILIMIT与CC端子电压之间的关系的关系图。
图6为表示实施方式1的变形例2中的开关电源装置之构成的方框图。
图7为表示通过FB端子实现计时器间歇动作的计时器间歇振荡动作的时序图。
图8A为表示漏极电流峰值的上限电流值ILIMIT与CC端子电压之间的关系的关系图。
图8B为表示折返式过负载保护中的输出电压与输出电流之间的关系的关系图。
图9为表示实现本发明的实施方式2中的自复原型过负载保护的半导体装置之一构成的方框图。
图10为表示实施方式2的开关电源装置中的计时器间歇振荡动作的时序图。
图11为表示本发明的实施方式3中的开关电源装置之构成的方框图。
图12为表示以前的开关电源装置之构成的方框图。
图13A为表示由以前的开关电源装置实施的折返式过负载保护的关系图。
图13B为表示由以前的开关电源装置实施的电流下降式过负载保护的关系图。
具体实施例方式
下面对照附图，对本发明的实施方式进行详细说明。另外，图中给表示实质上相同的构成、动作以及效果的要素，标注同一符号。另外，以下所记载的数字，均是为了具体说明本发明而作出的例示，本发明并不仅限于所例示的数字。
(实施方式1)图1为表示本发明的实施方式1中的作为开关电源控制IC的半导体装置以及使用它的开关电源装置之一个构成的电路的方框图。另外，图2为表示实施方式1中的作为开关电源控制IC的半导体装置之一个构成的方框图。
对照附图对实施方式1进行具体说明。
如图1、2所示，作为开关电源控制IC的半导体装置3，由开关元件1与控制开关元件1的开关动作的控制部2构成。安装开关元件1与控制部2的构成中，有两者均包含在1个半导体芯片中的构成，以及分别包含在各自独立的半导体芯片的构成。另外，半导体装置3，作为外部输入端子，具有开关元件1的输入端子(漏极端子)、输入辅助电源电压VCC的辅助电源端子(CC端子)、显现内部电路用电源电压VDD的内部电源端子(DD端子)、显现反馈电压VFD的反馈端子(FB端子)、作为开关元件1的输出端子的控制部2的接地端子(源极端子)这5个端子。辅助电源电压VCC也称作辅助直流电压，辅助电源端子CC也称作辅助直流电压端子。反馈端子也称作反馈电压端子。
开关元件1中，能够使用MOS晶体管、双极性晶体管、以及IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)等。实施方式1中，开关元件1使用n沟道型MOS晶体管。另外，开关元件1可以由两个以上的上述晶体管构成。在这种包括多个结构的含义下，开关元件1也称作开关部。
变压器31具有一次绕组31a与二次绕组31b以及辅助绕组31c。一次绕组31a与二次绕组31b的极性相反，该开关电源装置为回扫型。变压器31，是变换交流电压的结构的总称，也称作变压部。开关元件1对输入直流电压VIN进行开关，变压器31将所开关的输入直流电压VIN输入给一次绕组31a，二次绕组31b中生成输出交流电压，辅助绕组31c中生成辅助交流电压。
辅助绕组31c中，与二极管21以及电容器22所构成的辅助电源部20相连接。也即，辅助绕组31c与二次绕组31b同极性，辅助电源部20通过开关元件1的开关动作，对辅助绕组31c中产生的交流电压(辅助交流电压)进行整流以及平滑化，生成与输出电压VO大致成比例的辅助电源电压VCC(以下称作CC端子电压VCC)，并加载给CC端子。辅助电源部20，也称作辅助直流电压生成部，辅助电源电压VCC也称作辅助直流电压。
光电耦合器32，是用来将控制信号从二次侧传递给一次侧的控制信号传递电路，由光电晶体管32a、光电二极管32b构成。
FB端子与源极端子之间，串联连接有电阻24与光电耦合器32的光电晶体管32a，半导体装置3通过该光电晶体管32a中所流通的电流，也即从FB端子流出的电流的变化，调节输出功率的供给，将输出电压VO控制为给定值。如果从FB端子流出的电流增多，控制部2便控制开关元件1以减少输出功率，并使得输出电压VO不会增大。如果从FB端子流出的电流减少，控制部2控制开关元件1使得输出功率增加，从而让输出功率VO不会减小。
二次绕组31b上，连接有二极管41与电容器42所构成的输出电压生成部40。也即，输出电压生成部40，通过开关元件1的开关动作对二次绕组31b中所产生的交流电压(二次交流电压)进行整流以及平滑化，生成输出电压VO(第2直流电压)并加载给负载48。输出电压生成部40也称作输出直流电压生成部，二次交流电压也称作输出交流电压，输出电压VO也称作输出直流电压。
并联调节器45与电阻46、47，进行输出电压VO的检测，并联调节器45根据该输出电压VO，变化并联调节器45中流通的电流，并变化光电耦合器32的光电二极管32b中流通的电流。如果输出电压VO增高，并联调节器45中流通的电流以及光电二极管32b中流通的电流就增多，如果输出电压VO降低，并联调节器45中流通的电流以及光电二极管32b中流通的电流就减少。
另外，图2中，调节器5从CC端子向内部电源端子DD以及电容器23供给电流，将表示半导体装置3的内部电路用电源电压的DD端子电压VDD(内部电源电压VDD)稳定化为给定值。同时，调节器5在CC端子电压VCC(辅助电源电压VCC)的值低于给定值时，起到从漏极端子向CC端子供给电流的作用。
也即，调节器5在开始开关元件1的开关动作(以下称作振荡)之前，从漏极端子通过恒电流源4，经CC端子向辅助电源部20的电容器22供给电流，使CC端子电压VCC上升。之后，在CC端子电压VCC达到能够振荡的电压VCCON时，将表示从振荡控制电路6向NAND电路18的输出的振荡控制信号S6，从信号电平为低电平的信号(以下称作低电平信号)切换到信号电平为高电平的信号(以下称作高电平信号)，并开始开关元件1的振荡。
这样，开关元件1的开关动作开始后，停止从漏极端子向CC端子的电流供给，从辅助绕组31c经辅助电源部20给CC端子供给电流。但是如果CC端子电压VCC降低到振荡禁止电压VCCOFF，振荡控制信号S6便从高电平信号切换成低电平信号，停止开关元件1的开关动作。振荡控制信号为高电平的情况，也称作振荡状态电平，在低电平的情况下，也称作停止状态电平。振荡禁止电压VCCOFF以及振荡可能电压VCCON，分别表示辅助直流电压VCC中的给定值，有时也简称作辅助电压值。
振荡控制电路6如前所述，在起动时，当调节器5中CC端子电压VCC变为振荡可能电压VCCON以上时，将振荡控制信号S6的信号电平从低电平信号切换成高电平信号，通过这样能开始开关元件1的振荡。同时，还具有的作用是，在开关元件1进行振荡的期间，当CC端子电压VCC降低到振荡禁止电压VCCOFF时，通过将振荡控制信号S6的信号电平从高电平信号切换成低电平信号，来禁止开关元件1的振荡。
在振荡控制信号S6为高电平信号的情况下，开关元件1是否变为实际进行振荡的状态(振荡状态)，取决于振荡控制信号S6以外的输入给NAND电路18的信号的逻辑状态。在振荡控制信号S6为低电平信号的情况下，开关元件1无条件变为停止振荡的状态(停止状态)。该含义下，控制部2在振荡控制信号S6变为高电平信号的情况下，将开关元件1设为振荡可能状态，在振荡控制信号S6变为低电平信号的情况下，将开关元件1设为振荡禁止状态。在开关元件1为振荡可能状态的情况下，开关元件1根据输入给NAND电路18的信号的逻辑状态，变为振荡状态或停止状态，在开关元件1为振荡禁止状态下，开关元件1变为停止状态。
计时器间歇振荡控制电路7，具有经振荡控制电路6检测出CC端子电压VCC，将CC端子电压VCC降低到振荡禁止电压VCCOFF的次数计数到4次的功能。计时器间歇振荡控制电路7，在振荡开始后、CC端子电压VCC降低到振荡禁止电压VCCOFF之前，将表示对NAND电路18的输出的振荡控制信号S7设为高电平信号，将开关元件1设为振荡可能状态。在CC端子电压VCC降低到振荡禁止电压VCCOFF之后，在CC端子电压VCC降低到振荡禁止电压VCCOFF的次数为第1至第3次时，令振荡控制信号S7为低电平信号，将开关元件1设为振荡禁止状态。在CC端子电压VCC降低到振荡禁止电压VCCOFF的次数为第0次或第4次时，令振荡控制信号S7为高电平信号，将开关元件1设为振荡可能状态。另外，在开关元件1为振荡状态的期间，CC端子电压VCC降低到振荡禁止电压VCCOFF的次数回到0次。
这样，计时器间歇振荡控制电路7中，如果CC端子电压VCC降低到振荡禁止电压VCCOFF，便在给定期间将振荡控制信号S7设为低电平，并将开关元件1设为振荡禁止状态。之后，如果CC端子电压VCC上升到振荡可能电压VCCON，振荡控制电路6便将振荡控制信号S6设为高电平，开关元件1再次变为振荡状态。
VDD锁定停止电路8，在DD端子中从调节器2流入了给定值以上的电流的情况下，给锁定停止电路10输出停止信号。VFB锁定停止电路9，一旦FB端子电压VFB上升到给定值VFBOL，便给锁定停止电路10输出停止信号。VDD锁定停止电路8以及锁定停止电路10，归总起来也简称作停止电路。VFB锁定停止电路9以及锁定停止电路10，归总起来也简称作停止电路。给定值VFBOL，也称作反馈电压值。
锁定停止电路10，在通常动作状态下，令表示对NAND电路18的输出的振荡控制信号S10为高电平信号，设为振荡可能状态。但是，如果从VDD锁定停止电路8或VFB停止电路9输入了停止信号，便将振荡控制信号S10设为低电平信号，继续将开关元件1设为振荡禁止状态。通过该功能，开关元件1变为停止状态，锁定停止。该锁定停止直到CC端子电压VCC降低，对DD端子的电流供给消失，DD端子电压变为给定值以下才解除。具体的说，直到输入直流电压VIN降低，漏极端子的电压降低为止，开关元件1不会再次变为振荡可能状态。
这里，调节器5、振荡控制电路6、计时器间歇振荡控制电路7、VDD锁定停止电路8、VFB锁定停止电路9、以及锁定停止电路10，构成振荡控制信号生成部。振荡控制信号生成部，根据辅助直流电压VCC生成振荡控制信号，一旦辅助直流电压VCC变为辅助电压值VCCOFF以下，便将振荡控制信号设为停止状态电平，停止开关元件1的开关动作。VFB锁定停止电路9以及锁定停止电路10，一旦FB端子电压VFB变为反馈电压值VFBOL以上，便将振荡控制信号S10设为停止状态。振荡控制信号生成部，在振荡控制信号S10变为停止状态电平的情况下，即使FB端子电压VFB变得不满反馈电压值VFBOL，也维持停止状态电平。
反馈信号控制电路11，将若经FB端子流出的电流增大则降低、减小而升高的电压信号，输出给钳位电路12。另外，该反馈信号控制电路11，具有的功能是，在外部没有要求电流、即图1所示的光电晶体管32a不流通电流的情况下，也流出给定电流。经FB端子所流出的电流，也称作反馈电流。
钳位电路12将从反馈信号控制电路11所输出的电压信号的最大值，限制为钳位电压VCL以下，将表示该所限制的信号的目标信号S12输出给比较器15。通过这样，目标信号S12为钳位电压VCL以下。从反馈信号控制电路11输出的电压信号，如果是低于钳位电压VCL的电压的信号，不进行变化，为目标信号S12。钳位电路12通过钳位电压VCL，将开关元件1中流通的漏极电流ID限制为上限电流值ILIMIT以下。由于钳位电路12对开关元件1中流通过流进行保护，因此也称作过流保护电路。
ILIMIT降低电路13，检测出CC端子电压VCC，在CC端子电压VCC低于振荡可能电压VCCON时，越接近振荡禁止电压VCCOFF，越使钳位电路12的钳位电压VCL降低，结果起到了降低上限电流值ILIMIT的功能。
这里，反馈信号控制电路11、钳位电路12、以及ILIMIT降低电路13，构成目标信号生成部。
漏极电流检测电路14，检测出漏极电流ID，将表示与漏极电流ID成比例的电压的漏极电流信号S14，输出给比较器15。比较器15，在漏极电流信号S14达到目标信号S12以上时，向RS触发电路17的复位端子输出表示高电平的比较结果信号S15。
脉冲产生电路16，将给定周期的脉冲电压信号(以下称作CLOCK信号S16)，输出给RS触发电路17的复位端子。RS触发电路17中，复位端子被输入比较结果信号S15，置位端子被输入CLOCK信号S16。RS触发电路17，在从CLOCK信号S16的上升起、到比较结果信号S15变为高电平为止的期间，每一个CLOCK信号S16的周期，将为高电平信号的振荡信号S17输出给NAND电路18。在振荡信号S17为高电平的情况下，也称作动作状态电平，在为低电平的情况下，也称作非动作状态电平。
NAND电路18以及门驱动器19，根据各个振荡控制信号S6、S7、S10以及振荡信号S17，生成驱动信号S19。在各个振荡控制信号均为高电平时(振荡可能状态)，驱动信号S19，对每CLOCK信号S16的周期接通开关元件1，使其振荡。也即，振荡控制信号生成部，生成振荡控制信号S6、S7、S10，它们采用的是使振荡信号S17持续的振荡状态电平、和使振荡信号S17停止的停止状态电平的任一电平，辅助直流电压VCC变为辅助电压值VCCOFF以下后，将振荡控制信号S6、S7、S10设为停止状态电平，停止开关元件1的开关动作。
这里，脉冲产生电路16、RS触发电路17、NAND电路18、以及门驱动器19，构成驱动信号生成部。另外，目标信号生成部、漏极电流检测电路14、比较器15、脉冲产生电路16、以及RS触发电路17，构成振荡信号生成部。也即，振荡信号生成部，根据输出直流电压VO，生成周期性重复动作状态电平与非动作状态电平的振荡信号S17，根据振荡信号S17对开关元件1进行开关。
通过上述构成，实现用经FB端子的流出电流控制漏极电流ID的峰值(以下称作IDP)的、所谓的由电流模式的脉冲宽度调制方式(PWMPulse Width Modulation)的控制。这里，虽然漏极电流ID在CLOCK信号S16的各个周期中进行变化，但峰值IDP是漏极电流ID达到最大的值。即，由于若经由FB端子的流出电流的增多，目标信号S12降低，因此生成振荡信号S17使得峰值IDP降低。反之，由于若经由FB端子的流出电流的减少，目标信号S12上升，因此生成振荡信号S17使得峰值IDP上升。另外，钳位电路12进行设定峰值IDP的上限电流值ILIMIT的动作。
漏极电流检测电路14，检测出表示漏极电流ID的峰值的峰值信号S14，也称作峰值信号检测电路。上限电流值ILIMIT，表示目标信号S12的上限值，因此也称作上限目标值ILIMIT。也即，振荡信号发生部，包括在动作状态电平下，检测出表示开关元件1中流通的开关电流的峰值的峰值信号S14的峰值信号检测电路14；以及，根据输出直流电压VO，生成表示峰值信号S14的目标值的目标信号S12的目标信号生成部，根据峰值信号S14与目标信号S12，生成振荡信号S17。目标信号生成部，根据辅助直流电压VCC，设定上限目标值ILIMIT，将目标信号S12限制为上限目标值ILIMIT以下。
图1所示的开关电源装置，是使用图2所示的半导体装置3，将开关元件1中流通的漏极电流ID的峰值IDP达到给定值时检测为过负载，实现进行锁定停止的过负载保护的电路结构之一例。
该开关电源装置，由并联调节器45检测出输出电压VO的微小变化，变更光电二极管32b以及光电晶体管32a中流通的电流与经FB端子流出的电流，变更开关元件1中流通的漏极电流ID的峰值IDP，通过这样，即使输出功率发生变化，也几乎将输出电压VO控制为给定值。
也即，在通常负载状态下，随着负载减轻输出电压VO增高，光电二极管32b以及光电晶体管32a中流通的电流以及经FB端子流出的电流增加，目标信号S12降低，因此振荡信号S17被生成为使得峰值IDP降低。反之，如果负荷加重输出电压VO降低，光电二极管32b以及光电晶体管32a中流通的电流以及经FB端子流出的电流减少，目标信号S12上升，因此振荡信号S17被生成为使得峰值IDP上升。这样，由于峰值IDP的变动以将输出电压VO的变动抵消的方式进行，因此在通常负载状态下，输出电压VO与负载的变动无关，得到稳定化。
进而，如果负载加重，输出功率便增大，漏极电流的峰值IDP增大。该峰值IDP达到上限电流值ILIMIT后，则即使负载进一步加重，控制部2与开关元件1也无法增大输出功率。因此，输出电压VO下降，从而在光电耦合器32的光电二极管32b与光电晶体管32a中不流通电流。
如前所述，由于即使在光电晶体管32a不让电流流通的情况下，也经FB端子流出给定电流，因此该电流充电到电容器26中。因此，FB端子电压VFB上升，最终该FB端子电压VFB上升到给定值VFBOL，开关元件1的开关动作锁定停止。也即，漏极电流的峰值IDP达到给定值，在负载比输出功率达到给定值的状态更重的状态即过负载状态时，FB端子电压VFB上升，将锁定停止。另外，在通常负载状态下，输出电压VO不降低，光电晶体管32a中充分流通电流，FB端子电压VFB为给定值VFBOL以下。
这里，通过对经FB端子流出的电流，将电容器26的容量增大某个程度，还能够实现只在过负载状态持续给定时间时实施锁定停止的计时器锁定。另外，并联调节器45与光电耦合器32所构成的反馈部30，对输出电压VO敏感，只要漏极电流的峰值IDP达到上限电流值ILIMIT，输出电压VO稍一降低，光电晶体管32a就使电流不流通。因此，可以考虑通过让漏极电流的峰值IDP达到上限电流值ILIMIT，来起动过负载保护。
这里，反馈部30包括各个电阻46、47、并联调节器45、各个电阻43、44、光电耦合器32、各个电阻24、25、以及电容器26。另外，反馈部30以及反馈信号控制电路11，构成反馈信号生成部。也即，反馈信号生成部，生成随输出直流电压VO的下降而上升的反馈电压VFB。
(实施方式1的变形例1)实施方式1的变形例1中，以与实施方式1的不同点为中心进行说明。其他构成、动作、以及效果，由于与实施方式1等同，因此省略。
图3所示的实施方式1中的开关电源装置的变形例1，是使用图2所示的半导体装置3，将辅助绕组31c的平滑电压，也即CC端子电压VCC达到给定值以上作为过负载检测出来，实现自复原型过负载保护的电路结构之一例。
图3所示的电路结构中，将电压钳位电路90添加到图1所示的电路结构的FB端子与源极端子间来构成。图1的反馈部30，通过包含电压钳位电路90构成反馈部30A。另外，图4是表示自复原型的过负载保护的动作的时序图，示出了CC端子电压VCC的时间经过。
该电压钳位电路90，具有IN与OUT两个端子，起到让该端子间的电位差小于给定值的作用。具体的说，让FB端子电压VFB小于给定值VFBOL。如前所述，在负载加重，漏极电流峰值IDP达到上限电流值ILIMIT时，FB端子电压VFB上升，但是，图3的电路结构中，通过电压钳位电路90的作用，FB端子电压VFB被抑制为比给定值VFBOL更低的电压，因此作为开关电源控制IC的半导体装置3所具有的锁定停止式过负载保护不起动。也即，这种情况下，振荡控制信号生成部不将振荡控制信号S10设为停止状态电平。
这里，如图4所示，在振荡可能状态中虽然开关元件1处于振荡状态，但从通常负载状态变为过负载状态后，峰值IDP达到上限电流值ILIMIT。进而，如果负载加重，CC端子电压VCC随着输出电压VO的降低而降低。然后，一旦CC端子电压VCC降低到振荡禁止电压VCCOFF(振荡停止点)，开关元件1被设为振荡禁止状态，开关动作变为停止状态。进而，由于调节器5开始从漏极端子向CC端子供给电流，因此CC端子电压VCC上升到振荡可能电压VCCON。
如前所述，半导体装置3，具有能够将CC端子电压VCC降低到振荡禁止电压VCCOFF的次数，计数到4次的计时器间歇振荡控制电路7。在其计数次数为0次或4次的情况下，开关元件1被设为可振荡的振荡可能状态，在其计数次数为1至3次的情况下，开关元件1被设为禁止振荡的振荡的振荡禁止状态。另外，在开关元件1为振荡状态的情况下，将该计数次数设为0次。因此，在振荡状态中CC端子电压VCC降低到振荡禁止电压VCCOFF，并变为停止状态后，即使CC端子电压VCC再次上升，上升到振荡可能电压VCCON，由于上述计数次数为1，因此也不会开始振荡。
在CC端子电压VCC达到了振荡可能电压VCCON的时刻，调节器5停止从漏极端子向CC端子的电流供给，从辅助绕组31c向CC端子供给电流。但是，由于振荡保持停止，因此CC端子电压VCC降低到振荡禁止电压VCCOFF。如图4所示，之后CC端子电压VCC反复进行下降、上升，但在CC端子电压VCC降低到振荡禁止电压VCCOFF的次数达到4次之前，不进行振荡。然后，在该次数达到4次的时刻变为振荡可能状态，CC端子电压VCC上升到振荡可能电压VCCON后，再次开始振荡(振荡开始点)，变为振荡状态。但是由于过负载状态，CC端子电压VCC降低到振荡禁止电压VCCOFF(振荡停止点)，开关元件1被再次设为振荡禁止状态，同时进入停止状态。
也即，在过负载时，通过辅助绕组31c的平滑电压的下降，变为重复CC端子电压VCC的上升、下降的图4所示的动作，能够将开关元件1为振荡状态的期间减小到给定比率。这样，能够减少提供给变压器31的二次侧的能量，实现所谓计时器间歇动作的方式的过负载保护。
另外，如果在该保护进行工作的期间，解决了过负载状态，输出电压VO再次上升后，辅助绕组31c的平滑电压也上升，CC端子电压VCC不会降低，从而能够再次进行正常的电源动作。因此，该过负载保护是自复原型的过负载保护。
电源正常工作时的CC端子电压VCC，需要比振荡禁止电压VCCOFF高。换而言之，只要CC端子电压VCC没有降低到振荡禁止电压VCCOFF，过负载保护就不起动。因此，在负载加重时，在峰值IDP达到与上限电流值ILIMIT相等之后，输出电压VO降低，在CC端子电压VCC降低到振荡禁止电压VCCOFF为止的期间，输出电流IO有增大倾向。也即，能够进行恒压控制的最大输出电流IOMAX、与过负载保护起动的输出电流IOPRT之间的差较大，为了解决该问题，半导体装置3具有以下功能。
ILIMIT降低电路13中设置有的功能是，在CC端子电压VCC变得低于振荡可能电压VCCON时，如图5所示，随着CC端子电压VCC接近振荡禁止电压VCCOFF，上限电流值ILIMIT单调减少。通过该功能，过负载时在CC端子电压VCC降低到振荡可能电压VCCON以下时，通过降低开关元件1中流通的电流的峰值IDP，使得输出功率减小，因此CC端子电压VCC很容易降低到振荡禁止电压VCCOFF。通过这样，能够减小可进行前述的恒压控制的最大输出电流IOMAX、与过负载保护起动的输出电流IOPRT之差。另外，为了实现该功能，电源在通常动作时，需要让CC端子电压VCC比振荡可能电压VCCON更高。
这样，只通过在图1的电路图中增加电压钳位电路90，就能够从锁定停止型过负载保护的电源，变更为作为自复原型的计时器间歇动作方式的过负载保护的电源。另外，电压钳位电路90，例如，通过使用齐纳电压为给定值VFBOL以下的齐纳二极管也能够实现。
(实施方式1的变形例2)实施方式1的变形例2中，以与实施方式1以及实施方式1的变形例1的不同点为中心进行说明。其他构成、动作、以及效果，由于与实施方式1等同，因此省略。
另外，图6所示的实施方式1中的开关电源装置的变形例2，是使用图2所示的半导体装置3，通过在CC端子与DD端子间增加电位差检测电路91，来实现利用了过负载时的辅助绕组31c的平滑电压的上升的过负载保护的电路结构的例子。图1的辅助电源部20，通过包含有电位差检测电路91，构成辅助电源部20A。
电位差检测电路91具有IN与OUT两个端子，起到的作用是，一旦该端子间的电位差变为给定值以上，便从IN向OUT端子流通电流。这里，DD端子在开关动作中，被调节器5保持给定的电压，因此一旦CC端子电压VCC上升，CC端子与DD端子间的电位差达到给定值以上，电流便流入到DD端子中。DD端子中流入给定值以上的电流后，通过半导体装置3的VDD锁定停止电路8的作用，开关元件1的开关动作锁定停止。表示两端子间的电位差的信号，也称作电位差信号，检测出电位差信号的电位差检测电路91也称作电位差信号检测电路。另外，上述给定值也称作给定电压值VPD。
辅助绕组31c的平滑电压即CC端子电压VCC，具有随着输出功率增加而上升的倾向，因此如图6所示的开关电源装置中，通过上述电位差检测电路91的功能、与DD端子中流入电流便锁定停止的功能，能够实现过负载保护。也即，如果CC端子电压VCC上升到使过负载保护起动的输出功率时的电压，上述过压保护起动，并实施锁定停止。通过这样，能够实现锁定停止型的过负载保护。也即，电压差检测电路91，在CC端子电压VCC达到大于振荡禁止电压VCCOFF的给定辅助电压值VCCPD以上后，检测出电位差信号。VDD锁定停止电路8，根据电位差信号，将振荡控制信号设为停止状态电平，即使CC端子电压VCC变为辅助电压值VCCPD以下，也维持停止状态电平。另外，电压差检测电路91，在CC端子与DD端子间的电位差达到给定电压值VPD以上后，检测出电位差信号。
另外，还具有的结构是，在控制IC(本例中为半导体装置3)的内部设定实施锁定停止的CC端子电压VCCOVP，在该CC端子电压VCC达到锁定停止电压VCCOVP时，使过负载保护的锁定停止动作的结构。这种情况下，必须只通过变压器31的设定，调整为要起动过负载保护的输出功率时的CC端子电压VCC为锁定停止电压VCCOVP。但是，在DD端子与CC端子间插入电位差检测电路91，通过往DD端子流入电流来进行锁定停止的结构的情况下，可以相对要起动过负载保护的输出功率时的CC端子电压VCC，调整电位差检测电路91流通电流的两端子间(IN、OUT)的电位差。因此，与半导体装置3内部设定锁定停止电压VCCOVP，来实现过负载保护的构成相比，大幅增大了设计的自由度。
另外，图1、图2、图3所示的实施方式的结构中，通过由半导体装置3的内部电路设定的上限电流值ILIMIT，设定过负载保护起动的输出功率。与此相比，实施方式1的变形例2的结构，具有通过变压器31的设计与电位差检测电路91的设定，只要漏极电流峰值IDP在小于上限电流值ILIMIT的输出功率的范围内，就能够自由设定过负载保护起动的输出功率的优点。另外，电位差检测电路91，例如还能够通过使用齐纳二极管来实现。另外，这种情况下，需要使用与过负载保护作用的CC端子和DD端子的电位差相同的齐纳电压的齐纳二极管。
如前所述，如果使用半导体装置3，就能够构成实现锁定停止型的过负载保护的图1所示的开关电源装置。同时，只通过在图1的开关电源装置中增加电压钳位电路90，就能够形成实现自复原型的过负载保护的图3所示的电源。另外，通过在图1所示的开关电源装置中添加电位差检测电路91，能够形成可根据变压器31的设计与电位差检测电路91的内容，设定起动过负载保护的输出功率的电源。
如上所述，根据实施方式1及其变形例，能够通过使用1种开关电源控制IC(半导体装置3)，借助该半导体装置3的外围电路的细微差异，来选择自复原型、锁定停止型的过负载保护。另外，通过在其他部分中增加1个简单的电路，能够实现的过负载保护中，起动过负载保护的输出功率不是由半导体装置3所设定的值，而能够由半导体装置3的外围电路进行设定。也即，作为开关电源装置的半导体装置3(控制IC)的通用性得到提高，能够提供一种可应对更多电源设计者的需求的半导体装置3。
另外这些过负载保护结构的选择，能够通过非常少的部件的增加来实现，不会给电源设计者带来成本提高的负担。再有，由于像这样提高了半导体装置3的通用性，因此不需要只为了该过负载保护的结构而增加半导体装置3的规模(lineup)，从而能够削减半导体装置3的开发费用。
另外，通过具有一旦CC端子电压VCC变为给定值以下，上限电流值ILIMIT便降低的功能，能够减小可进行恒压控制的最大输出电流IOMAX、与因辅助绕组31c的平滑电压(辅助电源电压VCC)降低所引起的过负载保护起动的时刻的输出电流IOPRT之差。通过这样，由于能够减小电源部件的电流定额，因此能够实现成本降低。
另外，在通过让作为恒压端子的DD端子中流通给定值以上的电流，来起动过负载保护的结构中，能够通过CC端子与DD端子间的电位差检测电路91，利用辅助绕组31c的平滑电压的上升，来设定起动过负载保护的输出功率。因此，与只通过变压器31的设计来进行设定的情况相比，更容易设定起动过负载保护的输出功率。
另外，实施方式1中，半导体装置3的结构是，实现因峰值IDP增大到上限电流值ILIMIT，FB端子电压VFB上升并锁定停止的过负载保护；以及，通过辅助绕组31c的平滑电压(辅助电源电压VCC)降低到振荡禁止电压VCCOFF，进行自复原型的计时器间歇振荡动作的过负载保护。但是也可以采用其他结构，只要是使用能够检测出这两种过负载的结构，来实现自复原、锁定停止的过负载保护的半导体装置3即可。例如，图7所示，通过峰值IDP上升到上限电流值ILIMIT，FB端子电压VFB上升到给定值VFBOL，停止振荡。之后，能够实现如下这种计时器间歇动作的过负载保护，FB端子电压VFB反复进行下降、上升，4次中只有1次是在FB端子电压VFB下降下去时开始振荡。通过这样，能够实现与检测出CC端子电压VCC的降低并实施锁定停止的半导体装置3的过负载保护相关的代替结构。
另外，虽然实施方式1中，计数次数4次中只有1次实施开始振荡的计时器间歇动作，但只要是限定振荡期间来抑制输出功率，也可以是计数次数N次(N为2以上的整数)中实施1次的计时器间歇动作。
再有，虽然实施方式1中，通过让峰值IDP增大到上限电流值ILIMIT，来使得FB端子电压VFB上升，实现过负载保护起动的动作，但也可以采用如下结构在半导体装置3中添加过负载保护用端子，开关元件1中流通的电流的峰值达到给定值以上后，若该过负载保护用端子的电压上升并达到给定值以上，则起动过负载保护。
另外，对于基于CC端子电压VCC下降的自复原型的过负载保护的实现而言，除了计时器间歇振荡动作结构之外，还存在通过表现出在过负载保护时输出电压VO降低同时输出电流IO减小这一特性的、折返式保护(Foldback Current Limiting)来实现的结构，也可以采用这种结构。该折返式保护，例如在半导体装置3中，变更调节器5的结构，一旦CC端子电压VCC降低到给定值以下，便从漏极端子而不是CC端子向DD端子供给电流，通过这样，即使CC端子电压VCC降低，也能够保持DD端子电压VDD为给定值。之后，如图8A所示，CC端子电压VCC变为给定值以下后，通过变更ILIMIT降低电路13，使得在CC端子电压VCC降低的同时上限电流值ILIMIT也降低，从而能够实现如图8B所示的折返特性。
通过这样的构成，虽然在过负载时，CC端子电压VCC与输出电压VO一起下降后，提供给输出的功率减小，但解决了过负载状态中的过电流问题。如果输出电压VO与CC端子电压VCC重新上升，便恢复到通常动作。这样便实现了自复原型过电流保护。另外，通过增加以下功能，即通过CC端子电压VCC降低到更低的值来降低脉冲发生电路16的振荡频率，能够进一步减少过负载时对输出的能量供给，实现更加安全的折返式过负载保护。
另外，该折返式特性的实现中，即使没有根据CC端子电压VCC的降低来降低上限电流值ILIMIT的结构，也可以采用其他结构，只要像使振荡频率fosc降低等这样，能够降低提供给输出的能量即可。
另外，虽然实施方式1中，半导体装置3具有通过让作为恒压端子的DD端子中流通给定值以上的电流来实施锁定停止的功能，通过在CC端子与DD端子间插入电位差检测电路91，来实现锁定停止型过负载保护，但也可以是计时器间歇动作方式等自复原型的过负载保护。
另外，实施方式1中，通过使半导体装置3具备CC端子电压VCC变为给定值以下后降低上限电流值ILIMIT的功能(ILIMIT降低电路13)，来实现可进行恒压控制的最大输出电流IOMAX、与通过辅助绕组31c的平滑电压(CC端子电压VCC)降低过负载保护起动的时刻的输出电流IOPRT之差的减小。此时的CC端子电压VCC与上限电流值ILIMIT的变化之间的关系，只要是相对CC端子电压VCC的降低上限电流值ILIMIT单调减少即可，不一定是如图5所示的比例关系。另外，虽然将上限电流值ILIMIT降低的CC端子电压VCC设为振荡可能电压VCCON，但只要是比起动过负载保护的CC端子的振荡禁止电压VCCOFF更高的电压即可，上限电流值ILIMIT降低的CC端子电压VCC可以不是振荡可能电压VCCON。
再有，即使在没有以下功能、即CC端子电压VCC降低到给定值以下后在CC端子电压VCC降低的同时降低上限电流值ILIMIT的情况下，也可以采用其他结构，只要像使振荡频率fosc降低等这样，能够降低提供给输出的能量即可。
另外，虽然实施方式1中，具有通过并联调节器45与光电耦合器32调整FB端子的电流，来调整漏极电流峰值IDP的反馈部30，但反馈部30并不仅限于上述构成，例如也可以是使用齐纳二极管来代替并联调节器的反馈部30等。
另外，虽然使用图2所示的半导体装置3的实施方式1中，具有脉冲发生电路16，通过以给定的频率振荡的PWM控制的电源实现过负载保护，但只要是自激励式的振铃扼流变换器(Ringing Choke Converter)等、即使频率不固定输出功率也相对漏极电流的峰值IDP单调增加的电源，也可以为其他的控制方式。
再有，PWM控制中，一旦漏极电流的峰值IDP达到给定值以上，开关元件1与一次绕组31a通过开关动作提供给输出的能量达到给定值以上。这样，图2所示的实施方式1中，具有在该供给能量达到给定值以上时起动过负载保护的功能；以及，通过对该供给能量保持最大值，来在负载加重时辅助绕组31c的平滑电压降低到给定值以下时，起动过负载保护的功能。
另外，只要具有开关元件101与一次绕组31a通过开关动作提供给输出的能量达到给定值以上时检测出过负载的功能即可，对该供给能量进行监控的参数，可以不是漏极电流峰值IDP。例如，可以是开关元件1在1周期的开关动作中流通电流的时间TON等。这种情况下，振荡信号生成部，具有根据输出直流电压VO来生成表示开关动作的接通期间的目标值的目标信号S12的目标信号生成部，根据目标信号S12，生成振荡信号S17。目标信号生成部，根据辅助直流电压VCC，设定上限目标值ILIMIT，并将目标信号S12限制为上限目标值ILIMIT以下。
再有，例如，对于漏极电流的峰值IDP一定、改变振荡频率的脉冲频率调制方式(PFMPulse Frequency Modulation)下的控制而言，如果将漏极电流峰值IDP替换成振荡频率fosc，提供给输出的能量，能够通过将振荡频率fosc作为参数来进行监控。这种情况下，振荡信号生成部，具有根据输出直流电压VO生成表示开关动作的频率的目标值的目标信号S12的目标信号生成部，根据目标信号S12，生成振荡信号S17。目标信号生成部，根据辅助直流电压VCC，设定上限目标值fLIMIT，并将目标信号S12控制为上限目标值fLIMIT以下。
另外，虽然实施方式1中，采用的是开关元件1及其控制部2形成在同一个基板上的半导体装置3下的结构，但开关元件1与控制部2也可以形成在不同的半导体基板上。
(实施方式2)实施方式2中，以与实施方式1及其变形例的不同点为中心进行说明。其他结构、动作、以及效果，由于和实施方式1及其变形例等同，因此省略。
本发明的实施方式2的开关电源装置，是在实施方式1的变形例2(图6)中，将半导体装置3替换成实现自复原型过负载保护的半导体装置3A来构成。图9为表示实施方式2的半导体装置3A的一个结构的方框图。半导体装置3A，由开关元件1与控制开关元件1的开关动作的控制部2A构成。
该半导体装置3A，构成为用VDD停止电路58来取代图2所示的半导体装置3的VDD锁定停止电路8。通过使其具有以下功能，即只在给定值以上的电流流入到DD端子中时，将输出给NAND电路18的振荡控制信号S58设为低电平信号，来在电流流入到DD端子中并检测到过负载时，将开关元件1设为振荡禁止状态，让开关元件1处于停止状态。振荡停止后，通过CC端子电压VCC降低到振荡禁止电压VCCOFF，来实现由CC端子电压VCC的上升、下降实施的计时器间歇动作。VDD停止电路58，包括在振荡控制信号生成部中。
另外，在CC端子电压VCC降低到振荡禁止电压VCCOFF时，VDD停止电路58的输出信号从低电平复位为高电平。图10中示出了该计时器间歇振荡动作的时序图。振荡停止后，CC端子电压VCC反复进行上升、下降。直到CC端子电压VCC降低到振荡禁止电压VCCOFF的次数达到4次为止，持续停止振荡。该次数达到第4次且CC端子电压VCC上升到振荡可能电压VCCON后，重新开始振荡。
如果重开振荡时过负载状态仍持续，CC端子电压VCC继续上升，电流再次流入到DD端子中。因此，开关元件1的振荡停止，再次进入振荡的停止状态。通过重复这样的动作，能够实现表示出计时器间歇振荡动作的自复原型过负载保护。
另外，虽然实施方式2中，在实施方式1的变形例2中的开关电源装置(图6)中使用半导体装置3A(图9)，CC端子与DD端子间插入有电位差检测电路91，并进行过负载的检测，但与CC端子电压VCC的比较中所使用的端子，也可以不是DD端子，只要是恒压的端子即可。例如，在另外有恒压端子的情况下可如下来实现，即附加对该恒压端子流入电流，或该端子的电压上升后实现过负载保护的功能。
另外，虽然实施方式2中，通过让半导体装置3A具有CC端子电压VCC变为给定值以下后，上限电流值ILIMIT降低的功能(ILIMIT降低电路13)，来实现可进行恒压控制的最大输出电流IOMAX、与通过辅助绕组31c的平滑电压(CC端子电压VCC)降低而起动过负载保护的时刻的输出电流IOPRT之差的缩小。此时的CC端子电压VCC与上限电流值ILIMIT的变化之间的关系，只要是相对CC端子电压VCC的降低上限电流值ILIMIT单调减少即可，不需要如图5所示的比例关系。
另外，实施方式2中设定为，CC端子电压VCC变为振荡可能电压VCCON以下后，上限电流值ILIMIT降低。但是，上限电流值ILIMIT降低的CC端子电压VCC，也可以不是振荡可能电压VCCON，只要是比起动过负载保护的CC端子的振荡禁止电压VCCOFF更高的电压即可。
再有，即使在没有以下功能，即CC端子电压VCC降低到给定值以下后，在CC端子电压VCC降低的同时降低上限电流值ILIMIT，也可以采用其他构成，只要像使振荡频率fosc降低等这样，能降低提供给输出的能量即可。
再有，在没有以下功能，即该CC端子电压VCC变为给定值以下后，在CC端子电压VCC降低的同时上限电流值ILIMIT也降低的情况下，还存在添加以下功能，即CC端子电压VCC变为给定值以下后，CC端子的消耗电流增大的结构。换而言之，CC端子电压VCC变为给定值以下后，辅助电源部20的内部电阻减小，CC端子与DD端子间的消耗电流增多。通过这样，加速了CC端子电压VCC的降低，还能够实现可进行恒压控制的最大输出电流IOMAX、与通过辅助绕组31c的平滑电压(CC端子电压VCC)降低而起动过负载保护的时刻的输出电流IOPRT之差的减小。另外，通过具有这两方的功能，还能进一步提升效果(实施方式3)实施方式3中，以与实施方式1、2的不同点为中心进行说明。其他结构、动作、以及效果，由于和实施方式1、2等同，因此省略。
图11为表示本发明的实施方式3中的开关电源装置之一构成的方框图。辅助绕组反馈，以将辅助绕组31c的平滑电压(CC端子电压VCC)设为给定值的方式，调整提供给输出的能量的量，来实现恒压特性。在该辅助绕组反馈的情况下，由于是将CC端子电压VCC设为给定值的反馈，因此无法进行基于CC端子电压VCC的上升的过负载检测。但是，能够通过由开关元件1中流通的电流峰值达到给定值以上实现的过负载检测，和由辅助绕组31c的平滑电压变为给定值以下实现的过负载检测，用较少的电路变更来实现两种过负载保护。实施方式3中，使用半导体装置3B来取代实施方式1的半导体装置3。半导体装置3B，由开关元件1与控制开关元件1的开关动作的控制部2B构成。
图11的实施方式3与图1所示的实施方式1的开关电源装置相比，不同点有两处。第1点是，CC端子电压VCC被输入给反馈信号控制电路111，并设定有漏极电流峰值IDP。第2点是，设有VSD锁定停止电路109，代替VFD锁定停止电路9，从反馈信号控制电路111向VSD锁定停止电路109输出信号。VSD锁定停止电路109，在漏极电流峰值IDP达到给定值以上时，电流流入到电容器126中，在SD端子电压VSD达到给定值VSDOLP时，将开关元件1的振荡锁定停止。给定值VSDOLP，也称作反馈电压值。
SD端子电压VSD也称作反馈电压。反馈信号控制电路111，包括在目标信号生成部中。VSD锁定停止电路109，包括在振荡控制信号生成部中。另外，反馈信号生成部包括变压器31、辅助电源部20、反馈信号控制电路111、VSD锁定停止电路109、以及电容器126。VSD锁定停止电路109以及锁定停止电路10，一旦SD端子电压VSD变为反馈电压值VSOLP以上，便将振荡控制信号S10设为停止状态电平。振荡控制信号生成部，在振荡控制信号S10为停止状态电平的情况下，即使SD端子电压VSD不满反馈电压值VSOLP，也维持停止状态电平。振荡信号生成部，根据CC端子电压VCC，生成周期性重复动作状态电平与非动作状态电平的振荡信号S17，根据振荡信号S17对开关元件1进行开关。
在图11所示的没有连接电压钳位电路90的状态下，过负载时漏极电流的峰值IDP达到给定值以上，且SD端子电压VSD上升到给定值VSDOLP后，起动锁定停止型过负载保护。在电压钳位电路90连接在SD端子与源极端子间时，在过负载时，在SD端子电压VSD上升到给定值VSDOLP之前被钳制而不会锁定停止。因此，通过漏极电流的峰值IDP被其上限电流值ILIMIT限制，输出电压VO降低，CC端子电压VCC降低。通过这样，与实施方式1的变形例1中的开关电源装置(图3)一样，能够实现表现出计时器间歇振荡动作的自复原型过负载保护。也即，如果是图11所示的实施方式3的结构，只通过增加还是不增加电压钳位电路90，就能够选择锁定停止的过负载保护或自复原型过负载保护。
实施方式3中，电压钳位电路90，存在包含在反馈信号生成部中的情况与不包含在其中的情况。在电压钳位电路90不包含在反馈信号生成部中的情况下，根据输出直流电压VO的降低，与输出直流电压VO大致成比例的辅助直流电压VCC也下降，反馈信号生成部，生成在该下降的同时上升的反馈电压VSD。在电压钳位电路90包含在反馈信号生成部中的情况下，振荡控制信号生成部，不将振荡控制信号S10设为停止状态电平。
在通常负载状态下，负载减轻且输出电压VO升高后，与输出直流电压VO大致成比例的辅助直流电压VCC也升高，经SD端子流出的电流增加，目标信号S12降低，因此振荡信号S17生成为使得峰值IDP降低。反之，负载加重且输出电压VO降低后，辅助直流电压VCC也降低，经SD端子流出的电流减少，目标信号S12上升，因此振荡信号S17生成为使得峰值IDP上升。这样，由于峰值IDP的变动以将输出电压VO的变动抵消的方式进行，因此在通常负载状态下，输出电压VO与负载的变动无关，得到稳定化。经SD端子流出的电流，也称作反馈电流。
如上所述根据本发明的实施方式，能够通过1种开关电源控制IC(半导体装置)，用其外围电路的微小差异，来选择自复原型、锁定停止型的过负载保护结构。另外，通过在其他部分中增加1个简单电路，能够实现一种令起动过负载保护的输出功率不是由控制IC所设定的值，而是能够通过由外围电路所设定的值来起动过负载保护的结构。通过这样，提高了作为开关电源的控制IC的通用性，能够应对更多电源设计者的需求。这些过负载保护结构的选择，能够通过非常少的部件的增加来实现，不会带来成本提高的负担。另外，由于通用性提高，因此不需要只为了过负载保护结构而增加控制IC的规模，从而能够削减开发费用。
另外，还能够使其具有CC端子电压VCC变为给定值以下后，上限电流值ILIMIT降低的功能。通过这样，能够减小可进行恒压控制的最大输出电流IOMAX、与因辅助绕组的平滑电压(CC端子电压VCC)降低过负载保护起动的时刻的输出电流IOPRT之差。其结果是，能够减小电源部件的电流定额，实现成本降低。
另外，通过一旦恒压端子的DD端子中流通给定值以上的电流便起动过负载保护，还能够利用辅助绕组的平滑电压的上升来实施过负载保护。这样，过负载保护起动的输出功率，能够由CC端子与DD端子间的电位差检测电路91来设定。其结果是，与只通过变压器的设计来进行设定的情况相比，起到了能够容易地设定过负载保护起动的输出功率的效果。
本发明的半导体装置以及开关电源装置，能够用于需要自复原型、锁定停止型中任一个过负载保护的机器的电源中，能够广泛用于各种电子机器中。
以上，实施方式中的至此的说明，均为对本发明进行具体化的一例，本发明并不仅限于这些例子，可展开为本领域技术人员使用本发明的技术可容易构成的各种例子。
权利要求
1.一种开关电源装置中所使用的半导体装置，该开关电源装置具有具有一次绕组、二次绕组以及辅助绕组的变压器；通过开关动作控制输入给上述一次绕组的第1直流电压的开关元件；以及，对通过上述开关元件的开关动作而在上述二次绕组中产生的交流电压进行整流并平滑化，生成第2直流电压作为输出电压的输出电压生成部，该半导体装置，具有第1外部连接端子，其给控制上述开关元件的开关动作的控制电路，输入对与上述二次绕组成比例的上述辅助绕组的交流电压进行了整流并平滑化后的电压值；第1检测机构，其将供给上述输出部的能量达到一定值以上作为过负载检测出来；以及，第2检测机构，其具有对供给上述输出部的能量设定的最大值，将上述第1外部连接端子的电压值变为一定值以下作为过负载检测出来，在通过上述第1、第2检测机构检测到过负载的情况下，上述控制机构分别进行不同的过负载保护。
2.一种开关电源装置，将输入直流电压变换成输出直流电压，具有开关机构，对上述输入直流电压进行开关；变压器机构，其根据上述被开关的输入直流电压，生成输出交流电压与辅助交流电压；输出直流电压生成机构，对上述输出交流电压进行整流，生成上述输出直流电压；辅助直流电压生成机构，对上述辅助交流电压进行整流，生成与上述输出直流电压大致成比例的辅助直流电压；以及，控制机构，控制上述开关机构的开关动作，上述控制机构包含振荡信号生成机构，其根据上述输出直流电压或上述辅助直流电压，生成动作状态电平与非动作状态电平周期性重复的振荡信号，并根据上述振荡信号对上述开关机构进行开关。
3.如权利要求2所述的开关电源装置，其特征在于还具有反馈信号生成机构，其生成对应于上述输出直流电压的降低而上升的反馈电压。
4.如权利要求3所述的开关电源装置，其特征在于上述反馈信号生成机构，根据上述输出直流电压，生成反馈电流；上述振荡信号生成机构，根据上述反馈电流，生成上述振荡信号。
5.如权利要求3所述的开关电源装置，其特征在于上述控制机构具有振荡控制信号生成机构，其生成采用让上述振荡信号继续的振荡状态电平与让上述振荡信号停止的停止状态电平中的任一个电平的振荡控制信号，一旦上述辅助直流电压变为给定的第1辅助电压值以下，便将上述振荡控制信号设为上述停止状态电平，停止上述开关机构的开关动作。
6.如权利要求5所述的开关电源装置，其特征在于上述振荡控制信号生成机构具有停止电路，其在上述反馈电压达到给定的反馈电压值以上后，将振荡控制信号设为上述停止状态电平。
7.如权利要求6所述的开关电源装置，其特征在于上述振荡信号生成机构，在上述振荡控制信号为上述停止状态电平的情况下，即使上述反馈电压不满上述反馈电压值，也维持上述停止状态电平。
8.如权利要求6所述的开关电源装置，其特征在于上述反馈信号生成机构，具有将上述反馈电压限制为不满上述反馈电压值的电压钳位电路，上述振荡控制信号生成机构，不将上述振荡控制信号设为上述停止状态电平。
9.如权利要求8所述的开关电源装置，其特征在于上述电压钳位电路，包含有齐纳二极管。
10.如权利要求2所述的开关电源装置，其特征在于上述控制机构具有振荡控制信号生成机构，生成采用让上述振荡信号继续的振荡状态电平与让上述振荡信号停止的停止状态电平中的任一个电平的振荡控制信号，一旦上述辅助直流电压变为给定的第1辅助电压值以下，便将上述振荡控制信号设为上述停止状态电平，停止上述开关机构的开关动作。
11.如权利要求10所述的开关电源装置，其特征在于上述振荡控制信号生成机构，在上述振荡控制信号维持上述停止状态电平给定期间之后，一旦上述辅助直流电压达到大于上述第1辅助电压值的给定第2辅助电压值以上，将上述振荡控制信号设为上述振荡状态电平，上述控制机构，再次开始上述开关机构的上述开关动作。
12.如权利要求10所述的开关电源装置，其特征在于上述辅助直流电压生成机构具有电压差信号检测电路，其在上述辅助直流电压达到大于上述第1辅助电压值的给定第2辅助电压值以上后，检测出电位差信号，上述振荡控制信号生成机构具有停止电路，其根据上述电位差信号，将上述振荡控制信号设置为上述停止状态电平。
13.如权利要求12所述的开关电源装置，其特征在于上述振荡控制信号生成机构，在上述振荡控制信号为上述停止状态电平的情况下，即使上述辅助直流电压变为上述第2辅助电压值以下，也维持上述停止状态电平。
14.如权利要求12所述的开关电源装置，其特征在于上述电压差信号检测电路，具有齐纳二极管。
15.如权利要求12所述的开关电源装置，其特征在于上述控制机构具有调节器，其根据上述辅助直流电压，给上述控制机构中含有的电路供给给定的直流电源电压，上述电压差信号检测电路，在上述辅助直流电压与上述直流电源电压之差的绝对值达到给定电压值以上后，检测出上述电位差信号。
16.如权利要求2所述的开关电源装置，其特征在于上述振荡信号生成机构，具有峰值信号检测电路，其在上述动作状态电平中，检测出表示上述开关机构中流通的开关电流峰值的峰值信号；以及，目标信号生成机构，根据上述输出直流电压，生成表示上述峰值信号的目标值的目标信号，并根据上述峰值信号与上述目标信号，生成上述振荡信号；上述目标信号生成机构，根据上述辅助直流电压，设定上限目标值，将上述目标信号限制为上述上限目标值以下。
17.如权利要求16所述的开关电源装置，其特征在于上述目标信号生成机构，在上述辅助直流电压变为大于上述第1辅助电压值的第2辅助电压值以下后，单调减少上述上限目标值。
18.如权利要求16所述的开关电源装置，其特征在于上述目标信号生成机构，在上述辅助直流电压变为第2辅助电压值以下后，单调减少上述上限目标值。
19.如权利要求2所述的开关电源装置，其特征在于上述振荡信号生成机构，具有目标信号生成机构，根据上述输出直流电压，生成表示上述开关动作的导通期间的目标值的目标信号，根据上述目标信号，生成上述振荡信号，上述目标信号生成机构，根据上述辅助直流电压，设定上限目标值，将上述目标信号限制为上述上限目标值以下。
20.如权利要求2所述的开关电源装置，其特征在于上述控制机构，通过脉冲宽度调制方式对上述开关机构进行开关。
21.如权利要求2所述的开关电源装置，其特征在于上述控制机构，通过振铃扼流变换器对上述开关机构进行开关。
22.如权利要求2所述的开关电源装置，其特征在于上述控制机构，通过脉冲频率调制方式对上述开关机构进行开关；上述振荡信号生成机构，具有目标信号生成机构，其根据上述输出直流电压，生成表示上述开关动作的频率的目标值的目标信号，根据上述目标信号，生成上述振荡信号，上述目标信号生成机构，根据上述辅助直流电压，设定上限目标值，将上述目标信号限制为上述上限目标值以下。
23.如权利要求2所述的开关电源装置，其特征在于上述振荡信号生成机构，根据上述辅助直流电压，生成上述振荡信号。
24.如权利要求2所述的开关电源装置，其特征在于上述辅助直流电压生成机构，在上述辅助直流电压变为高于上述第1辅助电压值的第2辅助电压值以下后，减小内部电阻。
25.一种开关电源装置中所使用的半导体装置，该开关电源装置将输入直流电压变换成输出直流电压，并具有对上述输入直流电压进行开关的开关机构；根据上述被开关的输入直流电压，生成输出交流电压与辅助交流电压的变压器机构；对上述输出交流电压进行整流，生成上述输出直流电压的输出直流电压生成机构；对上述辅助交流电压进行整流，生成与上述输出直流电压大致成比例的辅助直流电压的辅助直流电压生成机构；以及，控制上述开关机构的开关动作的控制机构，上述控制机构由半导体芯片构成。
26.如权利要求24所述的半导体装置，其特征在于上述半导体芯片，还包含上述开关机构。
27.一种开关电源装置的控制方法，该开关电源装置将输入直流电压变换成输出直流电压，包括对上述输入直流电压进行开关的步骤；根据上述被开关的输入直流电压，生成输出交流电压与辅助交流电压的步骤；对上述输出交流电压进行整流，生成上述输出直流电压的步骤；对上述辅助交流电压进行整流，生成与上述输出直流电压大致成比例的辅助直流电压的步骤；以及，控制上述开关机构的开关动作的步骤，上述控制开关动作的步骤，包含根据上述输出直流电压或上述辅助直流电压，生成动作状态电平与非动作状态电平周期性重复的振荡信号，根据上述振荡信号对上述开关动作进行控制的步骤。
全文摘要
本发明，提供一种具有通过开关元件的动作检测出提供给输出部的能量的过负载的多个结构，并能够选择锁定停止型、自复原型的保护的半导体装置。该半导体装置中，一旦开关元件的漏极电流峰值IDP达到设为过负载的给定值以上，FB端子电压便也上升，进行锁定停止；另外，峰值IDP达到最大值后，即使负载进一步加重，输出功率也无法加大，因此CC端子电压降低到给定值，此时限制开关元件的振荡期间。能够进行检测出峰值IDP达到给定值以上来进行锁定停止型的过负载保护，与检测出CC端子电压降低到给定值来进行自复原型过负载保护。像这样通过两种检测进行两个过负载保护，能够提高开关电源的设计自由度。
文档编号H02H7/12GK1937383SQ20061013981
公开日2007年3月28日 申请日期2006年9月21日 优先权日2005年9月22日
发明者村田一大, 山下哲司, 森吉弘 申请人:松下电器产业株式会社