马达控制器和电动助力转向系统的制作方法

专利名称：马达控制器和电动助力转向系统的制作方法
技术领域：
本发明涉及马达控制器和包括该马达控制器的电动助力转向系统。
背景技术：
电动助力转向系统已经被使用，其配置成依据由驾驶员施加在把手(方向盘)上 的转向转矩来驱动电马达，由此为车辆的转向机构提供辅助的转向力。有刷马达作为电动 助力转向系统的电马达已经被广泛地使用。近来，出于改善可靠性和耐久性及减少惯性等 方面的考虑，还使用无刷电马达。为了控制在马达中产生的转矩，马达控制器通常检测流经马达的电流并依据要被 提供给马达的电流和检测到的电流之间的差执行PI控制(比例积分控制)。马达例如为三 相无刷马达，并由三种PWM(脉冲宽度调制)信号所驱动，这三种PWM信号具有基于三相电 压的电平的占空比。驱动三相无刷马达的马达控制器包括两个或者三个电流传感器，这些 电流传感器用于检测具有两相或两相以上的电流。与本发明相关地，JP-A-8-317698公开了用于通过使用马达电路等式来确定d轴 指令电压和q轴指令电压、并且在再生操作期间校正d轴指令电压和q轴指令电压以改善 转矩特性的结构。JP-A-2004-64839另外公开了用于从流经马达的电流来估计马达负载的 状态从而校正PWM信号的占空比的结构。此外，JP-A-2007-166711还公开了用于依据电源 电压校正占空比的结构。

发明内容
发明要解决的问题在包含于电动助力转向系统中的马达控制器中，电流传感器需要检测100安培或 者更大的大电流。这种电流传感器的尺寸很大，妨碍了电动助力转向系统的控制器的尺寸 的减小。因此，期望减少包含于例如电动助力转向系统中的马达控制器的电流传感器的数 量。电流传感器数量的减少导致马达控制器的成本和功耗的降低。可想到的减少电流传感器的数量的方法是用于将电流传感器的数量减少至一个 并进行与相关领域中类似的反馈控制的方法，或者移除所有电流传感器并按照马达电路等 式进行开环控制(前馈控制)的方法等。然而，依照前一种方法，取决于马达的转子的转动的位置，一个电流传感器可能无 法检测反馈控制所需的多相电流，这将导致马达控制变得不连续。根据后一种方法能够连 续地控制马达。然而，如果马达电路等式中的参量发生改变，则可能不会正确地控制马达。本发明的目的是提供马达控制器和包括该马达控制器的电动助力转向系统，即使 当用于计算马达驱动电压的参量变化时，该马达控制器也能够以高精确度驱动马达。解决问题的办法在第一发明中，一种被配置成驱动无刷马达的马达控制器，所述马达控制器包括 电流检测装置，用于检测流经无刷马达的电流；开环控制装置，用于基于表示要被提供给无
3刷马达的电流量的指令电流值和无刷马达中的转子的角速度、按照马达电路等式来确定指 令值，该指令值表示用于驱动无刷马达的指令电压的电平；校正装置，用于当电流检测装置 检测到电流时基于指令电流值和由电流检测装置检测到的电流值之间的差来计算校正值 并依照计算出的校正值来对指令值进行校正，以及用于即使当电流检测装置未检测到电流 时也依照所述校正值来对指令值进行校正；以及马达驱动装置，用于使用具有由校正装置 校正的指令值所表示的电平的电压来驱动无刷马达，其中马达驱动装置包括开关电路，该 开关电路包含多个开关部件并配置成向无刷马达提供电流。在第二发明中，一种根据第一发明的马达控制器，其中，数量仅为一个的电流检测 装置被设置在开关电路和电源之间。在第三发明中，一种根据第一或者第二发明的马达控制器，其中，当电流检测装置 检测到电流时，基于通过分别从作为指令电流值的d轴电流值和q轴电流值中减去由电流 检测装置检测到的d轴电流值和q轴电流值而确定的值，校正装置计算出d轴校正电压值 和q轴校正电压值作为校正值，并且依据计算出的d轴校正电压值和计算出的q轴校正电 压值来校正d轴指令电压值和q轴指令电压值，并且即使当电流检测装置未检测到电流时， 校正装置也依据d轴校正电压值和q轴校正电压值计算d轴指令电压值和q轴指令电压值。在第四发明中，一种根据第一或第二发明的马达控制器，其中，马达驱动装置还包 括信号发生装置，用于生成将多个开关部件中的每一个接通或断开的信号，以及其中，校正 装置基于校正值校正占空比，占空比表示根据指令值确定的信号的接通时段与断开时段的 比。在第五发明中，一种根据第一到第四发明中的任一发明的马达控制器还包括被配 置成对值进行存储的非易失性存储装置，其中校正装置在具有预定间隔的时间点中的每个 时间点或者当所述马达控制器的工作停止时在所述非易失性存储装置中存储校正值，并且 在所述马达控制器被启动时读取存储在非易失性存储装置中的校正值。在第六发明中，一种电动助力转向系统包括依据第一到第五发明中的任一发明的 马达控制器。发明优点根据第一发明，依照马达电路等式并通过开环控制、基于指令电流值和转子的角 速度来确定指令值。即使当电流检测装置未检测到电流时，也通过基于已经被电流检测装 置检测到的电流值而计算出的校正值来来对指令值进行校正。因此，即使当马达电路等式 中的参量(例如Φ值或R值等)由于生产变化和温度变化而改变时，也基于由电流检测装 置检测到的电流值来计算校正值。因此，能够以高精确度驱动无刷马达，由此产生期望的马 达输出。根据第二发明，提供数量仅为一个的电流检测装置，因此能够减小马达控制器的 尺寸、成本和功耗。此外，与例如使用一个电流传感器来进行反馈控制的马达控制器相比， 该马达控制器的控制不会变得不连续，并且因此能够防止产生声音和振动。根据第三发明，通过基于dq轴的校正电压值对基于dq轴的指令电压值进行校正。 因此，能够通过简单的计算计算出校正值。 根据第四发明，直接通过校正值校正被提供给开关电路的信号(通常为PWM信号) 的占空比。因此，能够通过简单的计算计算出校正值。此外，在从电压值到占空比的转换中
4没有引起误差。因此，能够以更高精确度驱动无刷马达。根据第五发明，校正值被存储在非易失性存储装置中，并且读取在控制器的工作 开始时存储的校正值。因此，即使当已知参量(比如马达电路等式的参量)与实际值不同 时，也可能从马达控制器启动其工作时起以较高精确度进行控制。根据第六发明，即使当用于确定指令值的参量由于生产变化和温度变化而改变 时，也能够以高精确度驱动马达，以此产生期望的马达输出。因此，平滑的转向辅助成为可 能。


图1是示出本发明实施例的电动助力转向系统的结构的示意图。图2是示出本发明第一实施例的马达控制器的结构的框图。图3是示出三相无刷马达的三相交流(AC)坐标和dq坐标的图。图4是示出本发明第二实施例的马达控制器的结构的框图。附图标记说明10 电子控制单元(EOT)，13 马达驱动电路，20 微型计算机
具体实施例方式通过参考附图来描述本发明的实施例。<1.第一实施例〉<1.1电动助力转向系统的总体结构〉图1是示出本发明第一实施例的电动助力转向系统的结构和与电动助力转向系 统有关的车辆的结构的示意图。图1中示出的电动助力转向系统是柱辅助电动助力转向系 统，包含有无刷马达1、减速齿轮2、转矩传感器3、车辆速度传感器4、位置检测传感器5和 电子控制单元(以下称为“E⑶”)10。如图1中所示，把手(方向盘)101被固定在转向轴102的一端上，并且转向轴102 的另外一端通过齿条齿轮传动机构103被连接到齿条轴104。齿条轴104的每一端通过包 括有连杆和转向关节臂的连接构件105连接到行进轮106上。当驾驶员转动方向盘101时， 转向轴102旋转，从而齿条轴104进行往复运动。车轮106的方向与齿条轴104的往复运 动相关联地改变。为了减少驾驶员的负担，电动助力转向系统执行下面描述的转向辅助。转矩传感 器3检测由于对方向盘101的操作而被施加给转向轴102的转向转矩T。车辆速度传感器 4检测车辆速度S。位置检测传感器5检测无刷马达1的转子的转动位置P。位置检测传感 器5例如包括定位解算器。当接收到来自车载电池100的供电时，E⑶10根据转向转矩T、车辆速度S和转动 位置P来驱动无刷马达1。当被E⑶10驱动时，无刷马达1生成转向辅助力。减速齿轮2 被设置在无刷马达1和转向轴102之间。由无刷马达1所产生的转向辅助力作用于通过减 速齿轮2使转向轴102旋转。结果，施加在方向盘101上的转向转矩和由无刷马达1产生的转向辅助力使转向 轴102旋转。电动助力转向系统通过将无刷马达1产生的转向辅助力施加至车辆的转向机
5构来进行转向辅助。本发明的本实施例的电动助力转向系统的特征在于驱动无刷发动1的控制器(马 达控制器)。包括在本实施例的电动助力转向系统中的马达控制器在下文中说明。<1.2马达控制器的总体结构>图2是示出本发明第一实施例的马达控制器的结构的框图。图2中示出的马达控 制器包括E⑶10并驱动无刷马达1，该无刷马达1包括三相绕组(未示出)，即u相绕组、 ν相绕组和w相绕组。E⑶10包括相位补偿器11、微型计算机20、三相/PWM (脉冲宽度调 制)调制器12、马达驱动电路13和电流传感器14。从转矩传感器3输出的转向转矩T、从车辆速度传感器输出的车辆速度S和从位置 检测传感器5输出的转动位置P被输入给ECU 10。相位补偿器11对转向转矩T进行相位 补偿。微型计算机20用作控制装置，用于确定被用于驱动无刷马达1的指令电压的电平。 微型计算机20的功能的详情将在稍后进行说明。三相/PWM调制器12和马达驱动电路13包含硬件(电路)并且用作用于使用由 微型计算机20确定的电压电平来驱动无刷马达1的马达驱动装置。为了生成具有占空比 (该占空比基于由微型计算机20所确定的三相电压的电平)的三种PWM信号(图2中示出 的U、V和W)，三相/PWM调制器12从微型计算机20接收与该占空比对应的电压信号并生 成具有该占空比的三种PWM信号。马达驱动电路13是PWM电压型反相电路，包括用作开关 部件的六个MOS-FET (金属氧化物半导体场效应晶体管)。这六个MOS-FET被三种PWM信号 和它们的反相信号控制。通过PWM信号的使用来控制MOS-FET的电导通状态，由此将三相 驱动电流(即U相电流、V相电流和W相电流)提供给无刷马达1。马达驱动电路13包括 多个开关部件并用作被配置为提供电流给无刷马达1的开关电路。电流传感器14用作电流检测装置，用于检测流经无刷马达1的电流。电流传感器 14例如包括电阻器和霍尔(hall)部件，并且在马达驱动电路13和电源之间仅设置一个电 流传感器。在图2中示出的示例中，电流传感器14被设置在马达驱动电路13和电源的负 极侧(地)之间。然而，电流传感器14可以被设置在马达驱动电路13和电源的正极侧之 间。在无刷马达1的旋转期间，电流传感器14检测到的电流值依据PWM信号而变化。 PWM信号的一个周期包括电流传感器14检测一个相位的驱动电流的时间段以及检测具有 两个相位的驱动电流之和的另一时间段。当三个相位指令值Vu、Vv和Vw之间不存在差别 时，检测不到电流。如上所述，尽管由于仅设置了一个电流传感器14而存在不能检测到电 流的时间段，但在无刷马达1的转动期间，能够通过使用一个电流传感器14来检测三相驱 动电流。将电流传感器14检测出的电流值ia输入给微型计算机20。微型计算机20执行在结合在ECU 10当中的存储器(未示出)中存储的程序，因 此用作指令电流计算单元21、开环控制单元22、dq轴/三相转换单元23、角度计算单元24、 角速度计算单元25和校正电压计算单元26。如下所述，基于表示要被提供给无刷马达1的 电流的量的指令电流值和无刷马达1的转子的角速度，微型计算机20依照马达电路等式来 确定要被提供给马达驱动电路13的电压(下文中被称为“指令电压”)的电平。以下详细 说明通过微型计算机20的工作实现的各个单元的功能。<1. 3微型计算机的工作>
基于由位置检测传感器5检测到的转动位置P，在微型计算机20中用作功能部件 的角度计算单元24确定无刷马达1的转子的转角(以下称为“角度Θ”)。角速度计算单 元25基于角度θ确定无刷马达1的转子的角速度ω e。如图3所示，当为无刷马达1设定 “U”轴、“V”轴和“W”轴时，并且当为无刷马达1的转子6设定“d”轴和“q”轴时，“U”轴与 “d”轴所形成的角度就是角度θ。基于已经过相位补偿的转向转矩T (从相位补偿器11输出的信号)和车辆速度S， 指令电流计算单元21确定要被提供给无刷马达1的d轴电流和q轴电流(前一电流在下 文中被称为“d轴指令电流icT’，而后一电流在下文中被称为“q轴指令电流icf”)。更具体 地，指令电流计算单元21在将车辆速度S作为参量的同时，结合了存储转向转矩T和指令 电流之间的对应关系的表(下文中被称为“辅助映射”)，并参照辅助映射来确定指令电流。 通过使用辅助映射，当提供了一定大小的转向转矩时，能够获得要被提供给无刷马达1的d 轴指令电流icT和q轴指令电流iq*，以产生具有与该一定大小的转向转矩相匹配的转向辅 助力。由指令电流计算单元21确定的q轴指令电流iq*是有符号的电流值，并且该符号 代表转向辅助的方向。例如，当符号为正时，执行向右转的转向辅助。相反，当符号为负时， 执行向左转的转向辅助。通常将d轴指令电流icf设置为零。基于d轴指令电流icT、q轴指令电流角速度以及将稍后说明的d轴校正 电压Δ vd和q轴校正电压Δ vq,开环控制单元22确定要被提供给无刷马达1的d轴电压 和q轴电压(前一电压在下文中被称为“d轴指令电压vd”，而后一电压在下文中被称为“q 轴指令电压vq”)。通过使用下列的等式⑴和⑵计算出d轴指令电压vd和q轴指令电 压vq，在等式(1)和(2)中d轴校正电压Δ vd和q轴校正电压Avq被分别加入到马达电 路等式中。vd = (R+PLd) id*- ω eLqiq*+ Δ vd. . . (1)vq = (R+PLq) iq*+ ω eLdid*+ω e Φ + Δ vq. . . (2)在等式⑴和⑵中，符号vd表示d轴指令电压；vq表示q轴指令电压；icf表示 d轴指令电流；iq*表示q轴指令电流；ω e表示转子的角速度；R表示包括电枢绕组阻抗的 电路阻抗；Ld表示d轴自感系数；Lq表示q轴自感系数；Φ表示将U相、V相和W相的电枢 绕组磁通量中的最大值乘以VITi所得到的乘积；P表示微分算子。在这些因数中，认为R、 Ld、Lq和Φ为已知参量。电路阻抗包括在无刷马达1和E⑶10之间的线路阻抗、马达驱 动电路13的阻抗和ECU 10中的线路阻抗等。以上同样适用于随后的实施例。当然，关于已知的参量，比如电路阻抗R，通常使用所有设备通用的(理想的)值。 因此，在通用值和实际值之间存在差异，因此由该差异导致的控制精确度降低就不可避免。 尽管在出厂时将实际测量的值用于各个装置，但老化和由在工作期间产生的热所引起的变 化不能被完全地反映在参量上，这会使控制精确度变差。在本实施例中，使用了将在稍后进 行说明的d轴校正电压Avd和q轴校正电压Δ Vq，因此提供不会由于理想值和实际值之间 的这种差异而导致精确度变差的控制。详细说明随后提供。dq轴/三相转换单元23将由开环控制单元22确定的d轴指令电压vd和q轴指 令电压vq转换为基于三相AC坐标轴的指令电压。更详细而言，dq轴/三相转换单元23 基于d轴指令电压vd和q轴指令电压vq并通过使用下面给出的等式(3)到(5)，来确定U
7相指令电压Vu、ν相指令电压Vv和w相指令电压Vw。Vu = 72 3 χ {vd χ cose - vq χ sinQ}…(3)Vv = 42/3 X {vd X cos(9 - 2π/3) - vq χ sin(0 - 2π/3)} ... (4)Vw = -Vu-Vv. . . (5)等式(3)和⑷中包含的角度θ由角度计算单元24确定。依据所确定的u相指令电压Vu、ν相指令电压Vv、w相指令电压Vw和由未示出的 电源(本实施例中为电池)的电压检测器所检测的供电电压，dq轴/三相转换单元23输 出对要从三相/PWM调制器12输出的PWM信号的占空比进行指定的电压信号。如上所述，微型计算机20执行用于确定基于dq坐标轴的指令电流icT和指令电 流iq*的处理；用于按照马达电路等式通过使用d轴校正电压Avd和q轴校正电压Avq来 确定基于dq坐标轴的指令电压vd和vq的处理；以及用于将指令电压vd和vq转换为三相 指令电压Vu、Vv和Vw的处理。根据基于从微型计算机20输出的三相指令电压Vu、Vv和Vw来对占空比进行指定 的电压信号，三相/PWM调制器12输出三种P丽信号。基于各个相的指令电压的正弦电流 因此流过三相无刷马达1的绕组，因此无刷马达1的转子旋转。在无刷马达1的旋转轴中 产生基于流过无刷马达1的电流的转矩。所产生的转矩用于转向辅助。由电流传感器14检测到的电流值ia、由角度计算单元24计算出的角度θ以及由 指令电流计算单元21确定的d轴指令电流icf和q轴指令电流iq*被输入给校正电压计算 单元26。校正电压计算单元26基于检测到的电流值ia和计算出的角度θ来计算d轴检 测电流id和q轴检测电流iq，并确定使得被检测到的电流和指令电流之间的偏差变为零的 d轴校正电压Δ vd和q轴校正电压Avq。因此，即使当在马达电路等式中的已知参量和实 际值有所不同时，也变得能够以较高精确度进行控制。将对校正电压计算单元26的工作进 行更详细地说明。<1.4校正电压计算单元的工作〉首先，基于由电流传感器14检测到的电流值ia，校正电压计算单元26确定流过 无刷马达1的u相电流和ν相电流(前一电流在下文中称为u相检测电流iu，而后一电流 在下文中称为V相检测电流iV)，并且将U相电流和V相电流转换为基于dq坐标轴的电流 值。更具体而言，通过使用以下给出的等式(6)和(7)，校正电压计算单元26根据u相检测 电流iu和ν相检测电流iv来确定d轴检测电流id和q轴检测电流iq。id= V2x{ivx sin6 - iu χ sin(6 - 2π/3)} ... (6)iq = V2 χ {iv χ cose - iu χ cos(0 - 2π/3)} ... (7)在等式(6)和(7)中包含的角度θ由角度计算单元24确定。校正电压计算单元26然后将上述电流的偏差乘以被适当地确定的比例增益Kd和 Kq，由此计算出d轴校正电压Avd和q轴校正电压Avq。具体而言，其中将从d轴指令电 流icT减去d轴检测电流id所确定的值定义为d轴电流偏差△ id，以及其中将从q轴指令 电流iq*减去q轴检测电流iq所确定的值定义为q轴电流偏差Δ iq,通过使用以下给出的 等式⑶和(9)来确定d轴校正电压Δ vd和q轴校正电压Avq。
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Avd = Δ idXKd. . . (8)Avq = Δ iqXKq. . . (9)校正电压计算单元26也可以通过使用等式(10)和(11)计算d轴校正电压Avd 和q轴校正电压Avq，等式(10)和(11)将被适当地确定的比例增益Kpd和Kpq和被适当 地确定的积分增益Kid和Kiq乘以各自的电流偏差。Avd = Δ idXKpd+l/P(A idXKid). . . (10)Avq = Δ iqXKpq+l/P ( Δ iqXKiq) · · . (11)在等式(10)和(11)中1/P是积分算子。如果总是执行用于通过确定d轴校正电压Δ vd和q轴校正电压Δ vq来设置d轴 指令电压Vd和q轴指令电压vq以使得电流偏差变为零的控制，则可以将该控制操作称为 反馈控制而不是开环控制。然而，如先前提及的，没有为所有相设置本实施例的电流传感器 14，而仅设置了一个电流传感器14。因此，可能存在一个不能检测到电流的时间段。因此， 在本实施例中，不能进行电流反馈控制，并且必须执行上述的开环控制。以下是在电流传感器14不能检测电流的情况下可想到的确定d轴校正电压Avd 和q轴校正电压Avq的方法。首先，即使在不能检测到电流时，作为最简单的方法，可想到 的一种配置是使用在能够检测电流的最近的时间点计算出的d轴校正电压Avd和q轴校 正电压Avq。另外，在指令电流或者马达的角速度改变的情况下，可想到的另外一种配置 是假定从最近的时间点起d轴校正电压Δ vd和q轴校正电压Avq也以与指令电流或者马 达角速度的变化速率相同的速率变化，从而计算d轴校正电压Δ vd和q轴校正电压Avq。 在这种情况下，能够以相对较高的精确度计算d轴校正电压Avd和q轴校正电压Avq。具体地，将在能够检测电流的最近的时间点计算出的d轴校正电压Δ vd和q轴 校正电压Avq定义为d轴最近校正电压Avd(n-l)和q轴最近校正电压AVq(n_l)，以便 与在不能检测到电流时计算出的d轴校正电压Avd和q轴校正电压Avq区别开，并且将 在最近的时间点获得的指令电流定义为d轴最近指令电流icT(n-l)和q轴最近指令电流 iq*(n-l)，在不能检测到电流时计算出的d轴校正电压Avd和q轴校正电压Avq可以通 过等式(12)和(13)来表示。Avd = Avd(n-l) Xid7id*(n-1). . . (12)Avq = Avq(n-l) Xiq7iq*(n-1). . . (13)q轴指令电压vq受马达角速度ω的影响非常大。因此，将在最近的时间点获得的 角速度定义为最近角速度ω (n_l)，q轴校正电压Avq可以通过取代等式(13)的等式(14) 来表不。Δ vq = Δ vq (n_l) Χω/ω (n_l). . . (14)q轴校正电压Avq的计算可以使用q轴最近指令电流iq*(n-l)和最近角速度 ω (η-1)中的至少一个，例如，q轴校正电压Avq是由等式(13)和(14)所确定的校正电压 的平均值。此外，通过使用d轴最近指令电压vd (η-1)和q轴最近的指令电压vq(n-l)(两 者为在最近的时间点获取的指令电压)，d轴校正电压Avd和q轴校正电压Avq还可以由 以下给出的等式(15)和(16)来表示。Avd = Avd (η-1) X ((R+PLd) id*- ω eLqiq*)/ (vd (η-1) - Δ vd (η-1)) · · · (15)
Avq = Avq (n_l) X ((R+PLq) iq*+ ω eLdid*+ ω e Φ)/ (vq (η-1) -Avq (η_1)) · · · (16)在不能检测到电流时，计算d轴校正电压Δ vd和q轴校正电压Avq所需的参量 通常被暂时存储在结合在ECU 10中的易失性存储器(未示出)中。这些参量包括在最近 的时间点的d轴最近校正电压Avd(n-l)和q轴最近校正电压Avq(n-l) ；d轴最近指令 电流icf(n-l)和q轴最近指令电流iq*(n-l)、最近角速度ω (η-1)、或者d轴最近指令电压 vd (η-1)和q轴最近指令电压vq (η-1)。因此，当马达控制器的工作停止使得电源不起作用 时，存储在存储器中的值也会被消除。然而，即使当马达电路等式中的已知参量与实际值不同时，这些参量的值也用于 以较高精确度进行控制。因此，不使用这些值就不能执行精确度较高的控制操作。因此，如 果没有在控制器启动之后立即使用这些值，则控制精确度将会变差，并且当开始进行转向 操作时驾驶员会感到不适。由于这个原因，在本实施例中，将数值存储在非易失性存储器中，比如EEPR0M(电 可擦除可编程只读存储器)，并且在马达控制器启动时将数值写入非易失性存储器中。结 果，能够在控制器启动之后立即以较高精确度执行控制操作。因此，将数值写入非易失性存储器的优选时刻是紧接在断开控制器的供电之前。 具体而言，优选在当点火被关闭时启动的关机程序中执行将数值写入非易失性存储器的操作。当然，控制器的供电并不总是在关机程序之后被断开。例如，供电可能由于电池没 电而突然断开。在这种情况下，写入非易失性存储器中的数值也会丢失。由于这个原因，希 望在上述时刻或者不是在该时刻而是以预定的时间间隔重复地执行用于将值周期性地写 入非易失性存储器的操作。基于校正电压Avd和Avq(以及上述值中的的其它值)(实际上为d轴最近校正 电压Avd(n-l)和q轴最近校正电压Δ vq (n_l))，开环控制单元22通过使用等式(1)和 (2)来确定d轴指令电压vd和q轴指令电压vq。dq轴/三相转换单元23将这些电压转换 为各相的指令电压Vu、Vv和Vw。三相/PWM调制器12对电压进行调制，以由此产生PWM信 号。PWM信号被传送至马达驱动电路13。<1.5第一实施例的优点〉如上所述，本实施例的马达控制器通过开环控制、按照马达电路等式并基于指令 电流值和转子的角速度来确定指令电压，并且依据电流传感器检测到的电流值来校正指令 电压。因此，在本实施例的马达控制器中，即使当马达电路等式中的Φ值和R值由于生 产变化和温度变化而发生改变时，也基于由电流检测器检测到的电流值来计算校正电压 Δ vd和Δ vq,因此能够以高精确度驱动无刷马达以产生期望的马达输出。在本实施例的马达控制器中，仅设置了一个电流传感器。因此，在本实施例的马达 控制器中，能够通过减少电流传感器的个数来降低马达控制器的尺寸、成本和功耗。此外，本实施例的马达控制器执行开环控制操作。因此，与通过使用一个电流传感 器来进行反馈控制的马达控制器的情况相比，马达控制没有变得不连续。因此，本实施例的 马达控制器能够防止产生声音和振动。
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<2.第二实施例><2. 1马达控制器的结构和操作>图4是示出本发明第二实施例的马达控制器的结构的框图。图4中示出的马达控 制器与在第一实施例中描述的马达控制器的区别在于，将包括校正电压计算单元26和执 行校正电压的相加的开环控制单元22的微型计算机20替换为包括校正占空比相加单元36 和不执行校正电压的相加的开环控制单元32的另一微型计算机20。在本实施例中描述的 构成部件中，对与前述实施例的部件相同的部件使用相同的附图标记，并且省略其重复说 明。开环控制单元32基于d轴指令电流i(f、q轴指令电流iq*和角速度ω e来确定d 轴指令电压Vd和q轴指令电压vq。具体而言，通过使用马达电路等式计算d轴指令电压 Vd和q轴指令电压vq，在马达电路等式中将d轴校正电压Δ vd和q轴校正电压Δ vq从等 式(1)和⑵中移除。将由电流传感器14检测到的电流值ia、由指令电流计算单元21确定的d轴指令 电流icT和q轴指令电流iq*和由角度计算单元24计算出的角度θ输入给校正占空比相 加单元36。首先，校正占空比相加单元36基于角度θ、根据检测到的电流值ia来确定u相检 测电流iu、ν相检测电流iv和w相检测电流iw。校正占空比相加单元36还基于角度θ、 根据d轴指令电流icf和q轴指令电流iq*来确定u相指令电流ilAv相指令电流i/和w 相指令电流i^。接下来，校正占空比相加单元36确定各相的检测电流和各相的指令电流之间的 偏差。与在第一实施例的校正电压计算单元26中的情况一样，将各电流偏差乘以被适当地 确定的比例增益Ku、Kv和Kw，由此计算出校正占空电压AVduty_u，AVduty_ w。具体而言，将通过从u相指令电流iu*中减去u相检测电流iu而确定的值当作u相电 流偏差Δ iu。将通过从ν相指令电流i/中减去ν相检测电流iv而确定的值当作ν相电 流偏差Δ iv。将通过从w相指令电流iw*中减去w相检测电流iw而确定的值当作w相电 流偏差Aiw。利用这些值，通过使用下面给出的等式(17)、(18)和(19)来确定校正占空 电压 AVduty_u, AVduty_v 禾口 AVduty_w。AVduty_u= AiuXKu. .. (17)AVduty_v= Δ νΧΚν. .. (18)Δ Vduty_w = Δ iwXKw. . . (19)根据未示出的电源(实施例中的电池)的电压检测器所检测的供电电压来将校正 占空电压AVduty_u，Δ Vduty_w设置成合适的值。由于输送至无刷马达1的 电压根据供电电压而变化，因此适合于要从三相/PWM调制器12输出的PWM信号的占空比 也根据供电电压而变化。校正占空比相加单元36可以通过使用等式(20)、(21)和(22)来确定校正占空电 压AVduty_u，AVduty_w，等式(20)、(21)和(22)用于将偏差乘以被适当地 确定的比例增益Kpu、Kpv和Kpw以及被适当地确定的积分增益Kiu，、Kiv和Kiw。Δ Vduty_u = AiuX Kpu+1/P (Δ iuX Kiu). . . (20)Δ Vduty_v = Δ ivXKpv+l/P ( Δ ivXKiv). . . (21)
Δ Vduty_w = AiwX Kpw+1/P (Δ iwX Kiw). . . (22)在等式(20)到(22)中参量1/P是积分算子。此外，校正占空比相加单元36从dq轴/三相转换单元23接收为PWM信号指定占 空比的电压信号 Vduty_u、Vduty_v 和 Vduty_w(电压信号 Vduty_u、Vduty_v 和 Vduty_w 是 基于u相指令电压Vu、ν相指令电压Vv和w相指令电压Vw而获得的)。如下面给出的等 式(23)、(24)和(25)所示，将校正占空电压AVduty_u、AVduty_wW在各相 的电压信号上。由此将示出校正过的占空比的电压信号Ψ duty_u、V’ duty_v和V’ duty_ w输出给三相/PWM调制器12。V，duty_u = Vduty_u+ΔVduty_u. . . (23)ψ duty_v = Vduty_v+ Δ Vduty_v. . . (24)V，duty_w = Vduty_w+ΔVduty_w. . . (25)如上所述，微型计算机20执行用于确定基于dq坐标轴的指令电流icf和iq*的 处理；用于按照马达电路等式确定基于dq坐标轴的指令电压Vd和vq的处理；以及用于将 指令电压vd和vq转换为三相指令电压Vu、Vv和Vw并输出电压信号V’ duty_u、V’ duty_v 和Ψ duty_w的处理(电压信号V，duty_u、V，duty_v和V，duty_w指定校正过的占空比， 并且是基于这些电压而获得的)。三相/PWM调制器12根据电压信号￥，(1肚7_11、￥，(1肚7_￥和￥，(1肚7_ (基于由微型 计算机20所确定的三相指令电压Vu、Vv和Vw的电压信号V，duty_u、V，duty_v和V，duty_ w指定占空比)输出三种类型的PWM信号。基于各相的指令电压的正弦电流流过无刷马达 1的三相绕组，由此无刷马达1的转子旋转。在无刷马达1的旋转轴中产生基于流过无刷马 达1的电流的转矩。所产生的转矩用于转向辅助。因此，对使用校正占空电压AVduty_u、 Δ Vduty_v和Δ Vduty_w的电压信号Vduty_u、Vduty_v和Vduty_w的校正可以被看做等同 于对占空比本身的校正。与第一实施例中相同，即使当电流传感器14不能检测到电流时，也执行用于确定 校正占空电压AVduty_u、ΔVduty_w以使得电流偏差变为零的控制。因此， 可以认为在不能检测到电流时确定值的方法与第一实施例中的基本相同。作为最简单的方法，可想到的一种配置是，甚至在不能检测到电流时也使用在能 够检测电流的最近时间点计算出的校正占空电压AVduty_u、AVduty_w。 此外，在指令电流或者供电电压发生改变的情况下，只要计算是根据从该最近的时间点起 校正占空电压AVduty_u、ΔVduty_w也以与指令电流或者马达角速度的变 化速率相同的速率变化的假定来执行的，就可以以相对较高的精确度计算校正占空电压 Δ Vduty_u> AVduty_v 禾口 AVduty_w。具体而言，将在能够检测电流的最近时间点计算出的校正占空电压AVduty_u、 AVduty_v* AVduty_w 定义为最近校正占空电压 Δ Vduty_u(η_1)、Δ Vduty_v(n_l)和 AVduty_w(n-l)，以便与在不能检测到电流时计算出的校正占空电压Δ Vduty_u、Δ Vduty_ ν和AVduty—w相区别，可以通过下面给出的等式(26)、(27)和(28)来表示在不能检测到 电流时计算的校正占空电压AVduty_u、AVduty_w。Δ Vduty_u = Δ Vduty_u (η_1) X iu*/iu* (η_1) · · · (26)Δ Vduty_v = Δ Vduty_v (η_1) X iv*/iv* (η_1). . . (27)
Δ Vduty_w = Δ Vduty_w (n_l) X iw*/iw* (n_l) · · · (28)此外，等式(26)至(28)中的每个等式的右边的项可以乘以基于校正后的供电电 压与校正前的供电电压之比的校正系数。校正系数是表示相对于基于校正后的供电电压计 算出的最近校正占空电压AVduty_u(n_l)、AVduty_v(n_l)和Δ Vduty_w(n_l)，基于校正 前的供电电压计算出的最近校正占空电压AVduty_u(n-l)、Δ Vduty_v (n-1)和AVduty_ w(n-l)增加至何种程度的值。可以通过乘以校正系数来消除供电电压的改变对占空比的影 响。此外，在本实施例中，与第一实施例的情况相同，将最近校正占空电压AVduty_ u(n-1)、AVduty_v(n-l)和ΔVduty_w(n_l)以及校正前的供电电压值存储在非易失性存 储器(比如EEPR0M)中，并在控制器启动时将这些值读入非易失性存储器。由此能够在控 制器启动之后立即以较高精确度进行控制。将数值写入非易失性存储器中的时刻与在第一 实施例中说明的时刻相同，因此省略其说明。<2.2第二实施例的优点〉如上所述，本实施例的马达控制器通过开环控制、按照马达电路等式、基于指令电 流值和转子的角速度来确定指令电压。此外，基于电流传感器检测到的电流值，对指定PWM 信号的占空比的电压信号进行校正，该PWM信号与被转换为三相电压的指令电压相对应。因此，在本实施例的马达控制器中，即使当包含在马达电路等式中的Φ值和R值 由于生产变化和温度变化而改变时，也基于由电流传感器检测到的电流值确定校正占空电 压AVduty_u(n_l)、AVduty_v(n_l)和Δ Vduty_w (n_l)，从而直接校正占空比。由于没有 出现由电压值到占空比的转换所导致的误差，因此能够以更高精确度驱动无刷马达，从而 产生期望的马达输出。在本实施例的马达控制器中，与第一实施例的情况相同，能够通过减少电流传感 器的数量来减小马达控制器的尺寸、成本和功耗。此外，由于是开环控制，因此马达控制不 会变得不连续，从而能够防止产生声音或者振动。
1权利要求
一种被配置为驱动无刷马达的马达控制器，所述马达控制器包括电流检测装置，用于检测流过所述无刷马达的电流；开环控制装置，用于基于表示要被提供给所述无刷马达的电流量的指令电流值和所述无刷马达中的转子的角速度、根据马达电路等式来确定指令值，所述指令值表示用于驱动所述无刷马达的指令电压的电平；校正装置，用于当所述电流检测装置检测到电流时基于所述指令电流值与由所述电流检测装置检测到的电流值之间的差来计算校正值，并根据计算出的校正值来校正所述指令值，并且所述校正装置用于即使在所述电流检测装置未检测到电流时也根据所述校正值来校正所述指令值；以及马达驱动装置，用于使用具有由所述校正装置校正的所述指令值所表示的电平的电压来驱动所述无刷马达，其中，所述马达驱动装置包括开关电路，所述开关电路包含多个开关部件并被配置成向所述无刷马达提供电流。
2.根据权利要求1所述的马达控制器，其中，数量仅为一个的所述电流检测装置被设 置在所述开关电路和电源之间。
3.根据权利要求1或2所述的马达控制器，其中，当所述电流检测装置检测到电流时， 基于通过分别从作为所述指令电流值的d轴电流值和q轴电流值中减去由所述电流检测装 置检测到的d轴电流值和q轴电流值而确定的值，所述校正装置计算出d轴校正电压值和 q轴校正电压值作为所述校正值，并依据所计算出的d轴校正电压值和所计算出的q轴校 正电压值来校正校d轴指令电压值和q轴指令电压值，并且即使当所述电流检测装置未检 测到电流时，所述校正装置也依据所述d轴校正电压值和所述q轴校正电压值来计算所述 d轴指令电压值和所述q轴指令电压值。
4.根据权利要求1或2所述的马达控制器，其中，所述马达驱动装置还包括信号发生装置，用于生成将所述多个开关部件中的每 一个接通或断开的信号，以及其中，所述校正装置基于所述校正值校正占空比，所述占空比表示根据所述指令值确 定的所述信号的接通时段与断开时段的比。
5.根据权利要求1至4之一所述的马达控制器，还包括非易失性存储装置，其被配置成 对值进行存储，其中，所述校正装置在具有预定间隔的时间点中的每个时间点或者当所述马达控制器 的工作停止时在所述非易失性存储装置中存储所述校正值，并且在所述马达控制器被启动 时读取存储在所述非易失性存储器中的所述校正值。
6.一种电动助力转向系统，包括根据权利要求1至5之一所述的马达控制器。
全文摘要
角度计算单元(24)提供转子的角度θ，以及角速度计算单元(25)提供转子的角速度ωe。指令电流计算单元(21)基于转向转矩T和车辆速度S计算dq轴指令电流id*和iq*。校正电压计算单元(26)将dq轴的指令电流id*和iq*与由电流传感器(14)检测到的检测电流id和iq之间的偏差乘以比例增益等，从而计算出校正电压Δvd和Δvq。开环控制单元(22)基于指令电流id*和iq*以及角速度ωe，按照马达电路等式来确定dq轴的指令电压vd和vq，并还对加上了校正电压Δvd和Δvq的指令电压vd和vq进行设置。dq轴/三相转换单元(23)将指令电压vd和vq转化为三相指令电压。即使当电路等式的参量由于指令电压而发生变化时，马达也能够被高精确度地驱动。
文档编号H02P6/08GK101981804SQ20098011152
公开日2011年2月23日 申请日期2009年3月30日 优先权日2008年3月31日
发明者上田武史, 长濑茂树 申请人:株式会社捷太格特