半导体器件的制作方法

本申请要求Ajay Karthik HARI和Bryan MCCOY发明的于2016年3月29日提交的名称为“ACTIVE CLAMP SOFT START”(有源钳位软启动)的美国临时申请No.62/314,780的权益，且该申请以引用方式并入本文，并且据此要求其对共同主题的优先权。

技术领域

本实用新型整体涉及半导体器件，并且更具体地讲，涉及有源钳位电源转换器。

背景技术：

半导体器件在现代电子产品中很常见。电子部件中半导体器件的数量和密度各不相同。半导体器件可执行多种多样的功能，诸如模数信号处理、传感器、电磁信号的发送和接收、电子器件控制、功率管理以及音频/视频信号处理。分立半导体器件通常包含一种类型的电子部件，例如，发光二极管(LED)、小信号晶体管、电阻器、电容器、电感器、二极管、整流器、晶闸管以及功率金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。集成半导体器件通常包括数百至数百万的电子部件。集成半导体器件的例子包括微控制器、专用集成电路(ASIC)、电源转换、标准逻辑、放大器、时钟管理、存储器、接口电路以及其他信号处理电路。

电源转换电路将输入电压(AC或DC)转换至第二经调节的直流(DC)输出电压。经调节的DC输出电压通常具有不同于输入电压的值。电源转换电路用于以DC工作电压发挥作用的从交流(AC)源获得其功率的任何电子器件。例如，插入至AC壁式插座中的电视机使用电源转换器来将AC电源转换成用于电视机中的电子部件的DC工作电势。电源转换电路也通常用于对移动装置(例如，蜂窝电话和膝上型计算机)的电池进行充电。

在施加AC或DC输入电压时的初始通电期间，随着系统从零输出电压转变为稳态调节工作，电源转换电路的部件经历多个瞬时状态或条件。通电期间的瞬时状态可对电源转换电路的电子部件造成应力。软启动电路通常在电源转换器中用于限制瞬时状态的范围并减小通电期间对部件的应力，即，软启动电路将电源转换器从零输出电压缓慢带到稳态调节模式。

电源转换器可以按许多构造实施。例如，固定频率反激、准谐振反激和有源钳位反激是电源转换器电路的几种类型。这些反激电源转换器全都得益于软启动电路，但每种拓扑结构具有个性化要求。实施软启动的一种方式是使电感器/变压器电流极限以对于开关功率晶体管的固定工作频率和可变脉冲宽度从较小值(其限制部件瞬时条件的范围)缓慢升高至较大值，直到达到最终经调节的DC输出电压。电流极限的缓慢升高会产生单调输出电压斜坡。以对于开关功率晶体管的固定工作频率和可变脉冲宽度提升的电感器/变压器电流足以解决许多软启动应用。然而，有源钳位反激转换器表现出必须解决才能获得最佳软启动保护的多个推动因素。具体地讲，有源钳位反激转换器具有若干不同启动时间周期，这些启动时间周期易受穿过堆叠式功率晶体管的击穿电流的影响，如果控制不当，会造成过热。启动期间的过热可能会随时间推移而使部件劣化并降低可靠性，从而缩短电源转换器失效之间的平均时间。

技术实现要素：

本实用新型解决的一个技术问题是降低过热。

根据本实用新型的一个方面，提供一种半导体器件，包括：第一晶体管；第二晶体管；电容器，其中所述电容器、所述第一晶体管和所述第二晶体管以串联方式电耦接；第一控制电路，所述第一控制电路耦接至所述第一晶体管的控制端子并且被配置为在第一时间周期期间保持所述第一晶体管处于非导电状态；以及第二控制电路，所述第二控制电路耦接至所述第二晶体管的控制端子并且被配置为在所述第一时间周期期间开关所述第二晶体管。

根据一个实施例，所述第二控制器被配置为在所述第一时间周期期间使所述第二晶体管的开关频率提升。

根据一个实施例，所述第一控制电路和所述第二控制电路被配置为在所述第一时间周期之后的第二时间周期期间基于振荡器信号来分别开关所述第一晶体管和所述第二晶体管。

根据一个实施例，所述第二控制器被配置为使所述第二晶体管的开关频率在所述第一时间周期期间以第一变化率并在所述第二时间周期期间以第二变化率提升。

根据一个实施例，所述第二变化率低于所述第一变化率。

根据本实用新型的一个方面，提供一种半导体器件，包括：输入电压电路节点；接地电压电路节点；第一电容器；第一晶体管；第二晶体管，其中所述第一电容器、所述第一晶体管和所述第二晶体管以串联方式电耦接在所述输入电压电路节点与所述接地电压电路节点之间，且在所述第一晶体管与所述第二晶体管之间具有第一电路节点；包括初级绕组的变压器，其中所述初级绕组与所述第一电容器和所述第一晶体管以并联方式电耦接；第一控制电路，所述第一控制电路耦接至所述第一晶体管的控制端子并且被配置为在第一时间周期期间保持所述第一晶体管处于非导电状态；第二控制电路，所述第二控制电路耦接至所述第二晶体管的控制端子并且被配置为在所述第一时间周期期间开关所述第二晶体管；第二电路节点，所述第二电路节点包括耦接至所述第二控制电路的电压输入的工作电压电势；二极管，所述二极管包括耦接至所述第二电路节点的所述二极管的阳极以及在第三电路节点处耦接至所述第一控制电路的电压输入的所述二极管的阴极；以及第二电容器，所述第二电容器耦接在所述第一电路节点与所述第三电路节点之间。

根据一个实施例，所述第二控制器被配置为在所述第一时间周期期间使所述第二晶体管的开关频率提升。

根据一个实施例，所述第一控制电路和所述第二控制电路被配置为在所述第一时间周期之后的第二时间周期期间基于振荡器信号来分别开关所述第一晶体管和所述第二晶体管。

根据一个实施例，所述第二控制器被配置为使所述第二晶体管的开关频率在所述第一时间周期期间以第一变化率并在所述第二时间周期期间以第二变化率提升。

根据一个实施例，所述第二变化率低于所述第一变化率。

本实用新型实现的一个技术效果是提供一种改进的半导体器件。

附图说明

图1示出了ACF电源转换器的示意图和方框图；

图2示出了ACF电源转换器的另一个实施方案；

图3示出了ACF电源转换器的相关节点的时序波形曲线图；

图4示出了功率晶体管的内部寄生参量；以及

图5示出了功率晶体管的V_DS与电容的曲线图。

具体实施方式

下文参照附图描述了一个或多个实施方案，其中类似的数字表示相同或相似的元件。虽然按照实现某些目标的最佳模式描述了附图，但描述旨在涵盖可包括在本公开的实质和范围内的替代形式、修改形式和等同形式。如本文使用的术语“半导体管芯”兼指该词语的单数形式和复数形式，并且相应地，可同时涉及单个半导体器件和多个半导体器件。

图1是有源钳位反激(ACF)电源转换器100的示意图和方框图。ACF电源转换器100在半导体管芯上实施并且用电连接至临界电路节点的包封体和外部引线封装。DC输入电压V_IN被施加在作为半导体封装的第一外部引线的端子102处，所述端子耦接至电感器104的第一端子。电感器104是变压器108的输入侧或初级侧，并且电感器106是变压器的输出侧或次级侧(以极性点110示出)。由电容器112中的变压器108重新捕获从功率晶体管114的源极到漏极的能量。功率晶体管114的源极在节点118处耦接至功率晶体管116的漏极。功率晶体管116的源极通过电阻器120耦接至供电端子121，所述供电端子作为在接地电势下工作的半导体封装的第二外部引线。因此，功率晶体管114-116被布置成堆叠构造，每者均在另一者的导电路径中。电流感测(CS)电压由流过功率晶体管116的电流在节点124处跨电阻器120形成。在一个实施方案中，晶体管114和116是功率MOSFET并且各自分别包括内部体二极管126和128。电感器104的第二端子耦接至节点118。电感器106的第一端子通过二极管130耦接至输出端子132，并且电感器106的第二端子耦接至供电端子121。电容器136耦接在输出端子132与供电端子121之间。输出端子132在ACF电源转换器100的稳态工作期间提供经调节的DC输出电压V_OUT。

对V_OUT的调节用高端驱动器(HDRV)控制电路140和低端驱动器(LDRV)控制电路142实现。HDRV 140具有耦接至推挽式晶体管144和146的栅极的第一输出和第二输出。晶体管144的源极和晶体管146的漏极在节点150处耦接至功率晶体管114的栅极。晶体管146的源极耦接至节点118，并且晶体管144的漏极耦接至节点154，标记为BOOT。BOOT节点154对晶体管144的漏极提供工作电势。HDRV 140通过晶体管144和146控制功率晶体管114。LDRV 142具有耦接至推挽式晶体管160和162的栅极的第一输出和第二输出。晶体管160的源极和晶体管162的漏极在节点164处耦接至功率晶体管116的栅极。晶体管162的源极通过电阻器120耦接至接地端子122。电流源174耦接至V_IN并且提供电流I_IN以在晶体管160的漏极以及LDRV 142处产生工作电势V_DD。LDRV 142通过晶体管160和162控制功率晶体管116。电容器170耦接在节点154与节点118之间。电容器172耦接在晶体管160的漏极与接地端子122之间。可编程的振荡器176对HDRV 140和LDRV 142提供使用者可选择的振荡器频率f_O。

半导体管芯包括功率晶体管114-116、HDRV和LDRV控制电路140-142、晶体管144-146和160-162以及振荡器176。其他部件可在半导体管芯的内部或外部。

在ACF电源转换器100的稳态工作中，HDRV 140和LDRV 142提供脉冲以按顺序开关(接通和断开)功率晶体管114和116以将能量储存在电感器104中，然后将该能量传递至电感器106和输出端子132作为输出电压V_OUT。HDRV 140和LDRV 142以振荡器频率f_O工作以将可变的占空比脉冲传送至功率晶体管114和116。振荡器频率f_O是可选择的，例如从100kHz至1MHz，并且用反馈电路178控制脉冲从输出端子132返回至HDRV 140和LDRV 142的输入的占空比。从HDRV 140和LDRV 142至功率晶体管114和116的脉冲的占空比由反馈电路178控制以在变化的负载和输入电压条件下调节V_OUT。

图2示出了ACF电源转换器的替代实施方案。具有相同功能的部件被指定图1的相同附图标记。半导体管芯200包括HDRV 140、LDRV 142、晶体管144-146和160-162、电流源174、振荡器176以及控制逻辑202。外部端子204耦接至端子102以便接收输入电压V_IN。外部端子206耦接至节点154。外部端子208耦接至功率晶体管114的栅极。外部端子210耦接至节点118。外部端子212耦接至功率晶体管116的栅极。外部端子214耦接至接地端子122。外部端子216通过电阻器218耦接至接地端子122。外部端子220通过电容器172耦接至接地端子122。

控制逻辑202接收来自反馈电路178的表示V_OUT的反馈信号、节点124处的CS电压以及来自振荡器176的振荡器频率f_O。控制逻辑202控制驱动器调制及如上所述HDRV 140和LDRV 142的时序。

在从零输出电压V_OUT到稳态调节工作的启动期间，在堆叠式功率晶体管114-116同时导通之时，即使暂时且局部地导通，ACF电源转换器100也易受从晶体管114的漏极到源极的击穿电流的影响，从而将储存在电容器112中的能量释放到接地端子122。LDRV 142和晶体管160-162从电流源174相当快速地接收工作电势V_DD。然而，从BOOT节点154到晶体管144-146的工作电势需要更长时间周期来确立。晶体管114和144-146的导电状态有时不稳定且不确定，并未从BOOT节点154确立工作电势。堆叠式功率晶体管114-116可同时变为导通，从而造成击穿电流，这是由于晶体管144-146在启动的瞬时条件期间尚未正确确立偏置电压，以及由于体二极管126的反向恢复特性较差。功率晶体管114-116的同时导通引起从晶体管114的漏极到源极的击穿电流，从而使电容器112放电到接地端子122，这会造成过热并可能会随时间推移而使部件劣化并降低可靠性。

HDRV 140和LDRV 142为ACF电源转换器100提供软启动功能，以便防止或降低击穿电流，限制瞬时条件，并减小部件应力，并且以受控方式传送电容器112中储存的能量，从而避免可靠性问题。软启动功能部分地实施为存储在HDRV 140和LDRV 142的存储器中的控制逻辑或编程。在启动期间，ACF电源转换器100从零输出电压V_OUT转变为稳态调节工作。图3是ACF电源转换器100的软启动功能的五个相关时间周期的波形曲线图。在图3的时间t₀与t₁之间(约500毫秒(ms)持续时间)，输入电压V_IN从零伏升高至稳态值，例如在170-370伏DC的范围内。在所施加的输入电压V_IN下，磁化电感使流过电感器104的电流提升。当节点118稳定到输入电压V_IN时，流过电感器104的电流降至零安培。当节点118达到V_IN时，电容器170未被充电，二极管168被反向偏置，并且BOOT节点154相对于节点118浮动。对于HDRV 140和LDRV 142的振荡器频率f_O被编程为零赫兹。HDRV 140在零振荡器频率下在节点150处不产生脉冲，并且功率晶体管114旨在保持非导电状态。虽然晶体管160-162有时在时间t₀-t₁之间将具有来自电流源174的工作电压V_DD，但LDRV 142在经编程的零振荡器频率下在节点164处不产生脉冲，参见节点164波形。输出电压V_OUT为零伏，并且节点124处的CS电压为零伏。

电容器170在图3的时间t₁与t₂之间(约250微秒(μs)持续时间)被充电。来自振荡器176的振荡器频率f_O被示出为线条180并被设定为低初始值，例如25kHz，然后频率以线性斜率或频率变化率182提升或升高。LDRV 142和晶体管160-162在节点164处产生窄脉冲，例如在25kHz下0.5％的初始占空比及功率晶体管116每个循环200纳秒(ns)的初始接通时间。在工作电压V_DD下，功率晶体管116在初始短持续时间内导通，然后随着在时间t₁与t₂之间振荡器频率和脉冲占空比增加，持续时间在缓慢递增频率下缓慢递增且越来越长。HDRV140在时间t₁-t₂期间保持功率晶体管114处于非导电状态，从而防止、最小化或至少降低从V_IN到接地端子122的击穿电流。

在功率晶体管116的初始若干短接通时间循环(例如，最开始五个脉冲)期间，节点118处的电压降低至接近零伏的值，从而使二极管168正向偏置并对电容器170进行充电，同时试图通过穿过堆叠式功率晶体管114-116的同时导通来避免击穿电流。输出电压V_OUT和CS电压在时间t₁-t₂期间开始上升。HDRV 140被编程为在时间t₁与t₂之间不产生脉冲，因为来自BOOT节点154的工作电势在电容器170被完全充电以前保持不稳定或不确定。电容器170通常到时间t₂时被完全充电。然而，即使当在没有来自HDRV 140的脉冲的情况下试图保持功率晶体管114处于非导电状态时，HDRV 140中的内部逻辑也必须在施加脉冲之前初始化并稳定到稳态工作。如果不让内部逻辑稳定，则存在这样的条件，其中功率晶体管114可在节点118从高V_IN电压转变为接近零伏的较低电压电平期间无意地偏置成导电状态，导致功率晶体管114-116之间不可取的交叉导通以及从晶体管114的漏极到源极的击穿电流，从而使电容器112放电到接地端子122。

为了了解击穿电流的可能性，图4示出了功率MOSFET 114的内部寄生值的模式。功率MOSFET 114包括栅极电阻R_G、栅极-漏极电容(C_GD)、栅极-源极电容(C_GS)、漏极-源极电容(C_DS)、漏极电感(L_D)、源极电感(L_S)以及体二极管190。当节点118在时间t₀-t₁期间从零伏变化为V_IN时，通过晶体管114的体二极管190传导的电压确保了电容器112离V_IN达一个体二极管电压降。当功率晶体管116接通时，晶体管114的源极被快速地或就本讨论而言即时地下拉。方程式(1)有助于确定在节点118被拉低时功率晶体管114是否将具有接通的倾向。

其中：XC为电容性电抗

VCOSS为跨COSS的电压

COSS为晶体管114的输出电容

C112为电容器112的电容

首先要考虑电容器112(C112)与功率晶体管114的输出电容(COSS)之间的分压。图5是功率晶体管114的漏极-源极电压V_DS对电容的曲线图。由于C112通常为COSS的值(50pf-10nf)的一百倍(100nf)，COSS的分压较大并且V_IN与节点118处的电压之间的大部分电压差被外加到COSS上。如图5中所示，被示出为线条192的COSS一开始不超过C112的十分之一，但快速降低，允许COSS之内的几乎所有电压下降。

COSS电压在C_GS与C_GD之间划分，这类似于C112和COSS的划分。C_GS比C_GD要小，因此往往会接通功率晶体管114。随着V_IN的电压向更高方向移动，更多能量被提供给功率晶体管114的栅极，从而增加意外导通的可能性。在功率晶体管116的最开始数个开关循环期间，考虑到功率晶体管114实际上可在短暂时间周期内导通的可能性，重要的是要最小化交叉导通及对ACF电源转换器100的部件的相关应力。

了解交叉导通的可能性有助于选择节点164处的初始脉冲宽度。节点164处的最开始数个脉冲宽度应足够长(排除功率晶体管116的延迟和上升时间)，使得足够的电流流动而使节点118下拉，使二极管168正向偏置并开始对电容器170进行充电。相应地，应使节点164处的最开始数个脉冲宽度变短，以最小化功率晶体管116的接通时间并在功率晶体管114的意外接通时间期间尽可能避免交叉导通。25kHz下0.5％的初始占空比及200ns的初始接通时间实现了用于控制功率晶体管116的有效平衡以使节点118下拉，同时防止、最小化或降低击穿电流并且避免ACF电源转换器100的部件的过应力和过热。通过在最开始若干个脉冲(例如，五个脉冲)期间以较低振荡器频率f_O工作，ACF电源转换器100使任何击穿事件期间的能量损失最小化。在发生意外击穿电流的情况下，ACF电源转换器100能够更好耗散功率晶体管114-116中所生成的热量。

ACF电源转换器100的不连续导电模式(DCM)在图3的时间t₂与t₃之间发生。ACF电源转换器100在时间t₂-t₃期间保持处于DCM。即使电容器170在时间t₂时被完全充电并且HDRV 140和晶体管144-146能够驱动功率晶体管114，HDRV 140也被编程为在DCM工作期间在节点150处不产生脉冲，以便为BOOT节点154处的电压提供附加时间以超过欠压锁定(UVLO)阈值并进一步使HDRV 140的内部启动序列初始化。考虑到节点118处在V_IN加上反射电压与地电位之间的电压调制，BOOT节点154处超过UVLO的电压确保了足够的工作电势在功率晶体管114的栅极上发生下拉。因此，功率晶体管116有效地开关并且功率晶体管114保持处于DCM中的非导电状态。为了适应驱动器启动时间的变化，ACF电源转换器100应以DCM工作方式保持长于最长启动序列以及在最低开关频率下的五个开关循环。根据方程式(2)，ACF电源转换器100可以DCM工作方式保持500μs。

根据时间t₂与t₃之间的线性斜率182，振荡器频率f_O增加至最终振荡器频率(100kHz-1MHz)的一半，即50kHz-500kHz。因此，节点164脉冲的频率和占空比随时间推移而增加。然而，时间t₂与t₃之间的振荡器频率f_O应保持处于相对较低值，目标是为了最小化功率晶体管116的接通时间，特别是最开始数个节点164脉冲。低振荡器频率f_O应实现功率晶体管的零伏开关并使得功率晶体管114的能量耗散更少。

为了以例如500kHz的更高振荡器频率f_O工作并在ACF模式下实现零电压开关，电感必须从65kHz固定频率反激DCM值减小。减小电感会增大每个开关循环的峰值电流。ACF电源转换器100应在25kHz下开始工作以满足时间t₁-t₂标准，并保持处于DCM达500μs以满足t₂-t₃标准。在500μs DCM时间期间，电流极限稳步升高，从而提供稳定提升的输出电压V_OUT。

振荡器频率f_O应在最开始五个开关循环后的DCM期间提升，以允许更多能量从初级侧传递至次级侧并最小化在处于ACF模式时所需的频率转换(frequency slewing)。随着振荡器频率f_O增加，功率晶体管116中的损耗也增加。功率晶体管114中的损耗也随着频率而增加，因为体二极管停留一段时间并传导峰值电流，这会使装置升温。DCM频率应保持远低于ACF开关频率，例如在全频率值的25％与50％之间，以降低功率耗散。节点124处的输出电压V_OUT和CS电压在时间t₂-t₃期间继续升高。

在保护功率晶体管114-116并对电容器170进行充电的500μs DCM时间t₂-t₃之后，ACF电源转换器100在时间t₃时切换为ACF模式。在时间t₃-t₄之间的ACF模式中，HDRV 140产生脉冲以开关(接通和断开)功率晶体管114。LDRV 142继续产生脉冲以开关功率晶体管116。振荡器频率f_O继续提升，但频率变化率较低，即，线性斜率或频率变化率204小于线性斜率或频率变化率182。LDRV 140提供了较小初始脉冲，以便缓慢传递在DCM期间累积于电容器170中的能量。漏电感中所含的能量在DCM期间被重新捕获在电容器170中，并且必须以较小增量传送至负载以便不破坏次级侧二极管130。为了接通功率晶体管114，接通时间的较小增量用于将功率晶体管114从断开状态调制成提供给LDRV 142的信号的补码，并将ACF电源转换器100从DCM调制成ACF。功率晶体管114的调制可以许多方式完成，例如前缘调制，其中刚好在功率晶体管116接通之前施加小脉冲，并且占空比逐渐增加直到实现施加到功率晶体管116的脉冲的补码。调制也可通过后缘调制实现，其中刚好在脉冲结束之后向功率晶体管116施加小脉冲，并且时间逐渐增加直到实现施加到功率晶体管116的脉冲的补码。

ACF电源转换器100表现出在对功率晶体管114-116的较少应力的情况下向变压器108的次级侧的逐渐能量传递。频率的提升可与功率晶体管114的占空比调制同步完成，或在功率晶体管114占空比调制之后完成，但不在功率晶体管的占空比调制之前完成。如果频率在占空比调制之前增加，则功率晶体管114和二极管126的损耗可变得较大，因为它们是频率依赖性的。节点124处的输出电压V_OUT和CS电压在时间t₃-t₄期间继续升高。

振荡器频率f_O到时间t₄时已提升并达到其最终值F_OSC。HDRVF 140、LDRV 142和功率晶体管114-116处于全ACF模式，但输出电压V_OUT可能因负载变化、电容器136的充电以及反馈过渡周期而尚未达到其调节点。由于ACF电源转换器100可能需要一定时间才能达到具有反馈信号的稳态调节，因此保持ACF电源转换器处于已知的工作状态是可取的。软启动结束时的工作状态是ACF模式，这大致符合振荡器频率f_O在时间t₄时达到其最终值F_OSC。施加重负载时的自然工作状态是ACF模式。由于未充电的电容器136构成重负载，因此软启动中的ACF电源转换器100的自然状态是ACF模式。因此，在软启动在大约时间t₄时结束之后，ACF电源转换器100保持处于ACF模式。在后软启动期间，虽然仍然处于ACF模式，但ACF电源转换器100继续功率晶体管114的1-D工作，即，功率晶体管116的反向，同时允许系统和输出电压V_OUT达到稳态。ACF电源转换器100在软启动后保持处于ACF模式，并且被阻止改变工作状态，直到所有此前提及的转变完成并且系统达到稳态调节，即直到时间t₅。即，ACF电源转换器100在软启动后保持处于ACF模式，并且在振荡器信号达到最大频率之后和/或在电源转换器的输出电压达到稳态之后的一段时间内不改变状态。保持ACF电源转换器100在软启动后处于ACF模式，提供了对系统的更大控制，例如，更快速地达到稳态V_OUT，并且更快速地对瞬态作出响应。一旦预定周期已结束，ACF电源转换器100就能在时间t₅之后自由调节。在其他实施方案中，ACF电源转换器100在时间t₄之时或之前结束ACF模式。

ACF拓扑结构具有产生开关交叉导通问题(特别是在最开始五个开关循环期间)的固有特性。可使交叉导通中的功率晶体管114-116的热量上升最小化，且功率晶体管116的接通时间较小，初始工作频率较低，并且在功率晶体管114开始开关之前有充足时间为晶体管144-146确立工作电势。在DCM模式中，振荡器频率f_O受到限制，以减小对功率晶体管114-116及ACF电源转换器100的其他部件的应力。当从DCM转变为ACF时，功率晶体管114缓慢调制接通时间以避免向次级侧的快速初始能量传递。振荡器频率f_O缓慢提升，使得V_OUT的输出斜率不会急剧变化以保持单调输出电压。该拓扑结构应保持处于ACF模式一段时间，以让输出电压稳定并让反馈电压在开始任何新转变之前达到稳态工作。

虽然已详细示出并描述了一个或多个实施方案，但技术人员将认识到，在不脱离本公开的范围的情况下，可对这些实施方案作出修改和变更。下文中列出了多个示例性实施方案，而其他实施方案也是可能的。

在第一实施方案中，控制电源转换器中的软启动的方法包括以下步骤：提供电源转换器，包括第一功率晶体管以及与第一功率晶体管耦接在导电路径中的第二功率晶体管；在第一时间周期期间保持第一功率晶体管和第二功率晶体管处于非导电状态；在第二时间周期期间基于具有第一频率变化率的振荡器信号来开关第二功率晶体管，同时试图保持第一功率晶体管处于非导电状态；以及在第三时间周期期间基于具有第二频率变化率的振荡器信号来开关第一功率晶体管和第二功率晶体管。

在第二实施方案中，第一实施方案的振荡器信号在第一时间周期期间具有零频率。

在第三实施方案中，第一实施方案中的振荡器的第二频率变化率小于振荡器信号的第一频率变化率。

在第四实施方案中，第一实施方案的方法还包括以下步骤：提供被配置成控制第一功率晶体管的高端驱动器；提供被配置成控制第二功率晶体管的低端驱动器；以及在第一时间周期期间向低端驱动器提供第一工作电势。在第二时间周期期间开关第二功率晶体管会在第三时间周期之前为高端驱动器生成第二工作电势。

在第五实施方案中，第四实施方案的方法还包括以下步骤：在第二时间周期之后的第四时间周期期间基于具有第一频率变化率的振荡器信号来开关第二功率晶体管，同时试图保持第一功率晶体管处于非导电状态，以便为第二工作电势提供更多时间来达到阈值。

在第六实施方案中，第一实施方案的振荡器信号在第二时间周期期间具有25kHz的初始频率。

在第七实施方案中，控制电源转换器中的软启动的方法包括以下步骤：提供电源转换器，包括第一晶体管以及与第一晶体管耦接在导电路径中的第二晶体管；在第一时间周期期间基于具有第一初始频率的振荡器信号来开关第二晶体管，同时试图保持第一晶体管处于非导电状态；以及在第二时间周期期间基于具有第二初始频率的振荡器信号来开关第一晶体管和第二晶体管。

在第八实施方案中，第七实施方案的方法还包括以下步骤：在第一时间周期之前的第三时间周期期间保持第一晶体管和第二晶体管处于非导电状态。

在第九实施方案中，第七实施方案的振荡器信号具有第一时间周期期间的第一频率变化率以及第二时间周期期间的第二频率变化率。

在第十实施方案中，第九实施方案的振荡器信号的第二频率变化率小于振荡器信号的第一频率变化率。

在第十一实施方案中，第七实施方案的方法还包括以下步骤：提供被配置成控制第一晶体管的高端驱动器；提供被配置成控制第二晶体管的低端驱动器；以及在第一时间周期期间向低端驱动器提供第一工作电势。在第一时间周期期间开关第二晶体管会在第二时间周期之前为高端驱动器生成第二工作电势。

在第十二实施方案中，第十一实施方案的方法还包括以下步骤：在第一时间周期之后的第四时间周期期间基于具有第一频率变化率的振荡器信号来开关第二晶体管，同时试图保持第一晶体管处于非导电状态，以便为第二工作电势提供更多时间来达到阈值。

在第十三实施方案中，第七实施方案的第一时间周期期间的第一初始频率为25kHz。

在第十四实施方案中，包括具有软启动工作的电源转换器的半导体器件包括这样的电源转换器，其包括第一晶体管以及与第一晶体管耦接在导电路径中的第二晶体管。提供了用于在第一时间周期期间基于具有第一初始频率的振荡器信号来开关第二晶体管同时试图保持第一晶体管处于非导电状态的装置。提供了用于在第二时间周期期间基于具有第二初始频率的振荡器信号来开关第一晶体管和第二晶体管的装置。

在第十五实施方案中，第十四实施方案的半导体器件还包括用于在第一时间周期之前的第三时间周期期间保持第一晶体管和第二晶体管处于非导电状态的装置。

在第十六实施方案中，第十四实施方案的振荡器信号具有第一时间周期期间的第一频率变化率以及第二时间周期期间的第二频率变化率。

在第十七实施方案中，第十六实施方案的振荡器信号的第二频率变化率小于振荡器信号的第一频率变化率。

在第十八实施方案中，第十四实施方案的半导体器件还包括被配置成控制第一晶体管的高端驱动器。低端驱动器被配置成控制第二晶体管。提供了用于在第一时间周期期间向低端驱动器提供第一工作电势的装置，其中在第一时间周期期间开关第二晶体管会在第二时间周期之前为高端驱动器生成第二工作电势。

在十九实施方案中，第十八实施方案的半导体器件还包括用于在第一时间周期之后的第四时间周期期间基于具有第一频率变化率的振荡器频率来开关第二晶体管同时试图保持第一晶体管处于非导电状态以便为第二工作电势提供更多时间来达到阈值的装置。

在第二十实施方案中，第十四实施方案的第一时间周期期间的第一初始频率为25kHz。

在第二十一实施方案中，控制电源转换器的方法包括以下步骤：提供电源转换器，包括第一晶体管以及与第一晶体管耦接在导电路径中的第二晶体管；在振荡器信号的第一软启动频率提升阶段期间响应于振荡器信号而开关第一晶体管，同时保持第二晶体管处于非导电状态；在振荡器信号的第二软启动频率提升阶段期间开关第二晶体管；以及在振荡器信号达到最大频率之后的一段时间内阻止电源转换器的状态改变。

在第二十二实施方案中，第二十一实施方案的电源转换器在振荡器信号达到最大频率之后的时间周期内保持处于有源钳位反激模式。

在第二十三实施方案中，第二十一实施方案的方法还包括在振荡器信号的第二软启动频率提升阶段期间调制第二晶体管。

在第二十四实施方案中，第二十一实施方案的方法还包括在电源转换器的输出电压达到稳态之后的一段时间内阻止电源转换器的状态改变。