本发明涉及保护电路技术领域，尤其涉及llc同步整流装置及其控制方法、电子设备、存储介质。
背景技术：
llc谐振变换器，由于可以在全负载范围内实现功率器件的软开关，因此在dc/dc变换器领域得到了广泛应用。然而，在输出低压大电流时，由于llc谐振变换器副边二极管正向导通压降增大，使得整流损耗占据了总损耗相当大的比重，不利于效率的提高。目前现有的llc同步整流装置大多数是采用专用的控制芯片，电路参数设置难度较大，电路参数在调试过程中可能会引起同步整流的mosfet损坏，除此之外还有通过纯软件控制同步整流mosfet的通断，但在开关频率小于谐振频率(fs<fr)的情况下，很难确定次级mosfet关断的时间，所以通过软件计算次级mosfet关断时间也比较麻烦。因此，亟需一种能够简单准确的确定次级mosfet关断时间的llc同步整流装置及其控制方法。
技术实现要素：
本发明正是基于上述技术问题至少之一，提出了llc同步整流装置及其控制方法、电子设备、存储介质，能够有效、快速且准确的确定次级mosfet关断时间，控制简单，成本低。
为达到上述目的，本发明提供llc同步整流装置，包括输入端、开关电路、谐振网络电路、变压器、整流滤波电路、输出端，还包括驱动装置，所述驱动装置包括驱动模块、谐振频率检测模块、励磁电流测模块、整流关断模块，所述驱动模块与所述开关电路连接，所述驱动模块输出驱动信号驱动所述开关电路导通，所述谐振频率检测模块和所述励磁电流检测模块分别与所述谐振网络电路连接，所述谐振频率检测模块获取所述谐振网络电路的谐振电流，并将所述谐振电流发送至所述整流关断模块，所述励磁电流检测模块获取所述谐振网络电路的励磁电流，并将所述励磁电流发送至所述整流关断模块，所述整流关断模块接收所述谐振电流和所述励磁电流，并实时监测所述谐振电流和所述励磁电流相等时对应所述驱动信号的时间。
进一步地，所述整流滤波电路包括由四只mos管全桥连接组成的整流电路和输出电容，所述输出电容并联在所述整流电路中相对的两只mos管之间。
进一步地，还包括电流互感器ct，所述电流互感器ct串联在所述变压器的副边线圈和所述整流电路之间。
进一步地，所述开关电路包括第一主开关mos管和第二主开关mos管，所述驱动模块分别与所述第一主开关mos管的栅极和第二主开关mos管的栅极连接，所述驱动模块输出驱动信号驱动所述第一主开关mos管和第二主开关mos管导通，所述谐振网络电路与所述第二主开关mos管并联。
进一步地，所述谐振网络电路包括谐振电容、谐振电感、励磁电感，所述谐振电容、谐振电感、励磁电感依次串联，所述励磁电感与所述变压器的原边线圈两端连接。
llc同步整流装置控制方法，包括以下步骤：
驱动开关管导通，输出驱动信号至所述开关电路，通过所述驱动信号驱动所述开关电路的开关管导通；
实时检测电流，实时检测谐振电路的谐振电流和励磁电流；
确定同步整流关断时间，实时监测所述谐振电流和所述励磁电流相等时对应所述驱动信号的时间，根据所述时间确定整流滤波电路中整流管的关断时间。
进一步地，所述步骤驱动开关管导通具体为输出所述驱动信号至所述开关电路的第一主开关mos管的栅极或第二主开关mos管的栅极，通过所述驱动信号驱动所述第一主开关mos管或第二主开关mos管导通。
进一步地，所述步骤实时检测电流具体为实时检测所述谐振电路中谐振电感上的谐振电流和所述谐振电路中励磁电感上的励磁电流。
一种电子设备，包括存储器，处理器及存储在存储器上并可在处理器上运行的计算机程序，所述处理器执行上述llc同步整流装置控制方法的步骤。
一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时实现上述llc同步整流装置控制方法的步骤。
与现有技术相比，本发明的优势在于：本发明提供llc同步整流装置，包括输入端、开关电路、谐振网络电路、变压器、整流滤波电路、输出端，还包括驱动装置，驱动装置包括驱动模块、谐振频率检测模块、励磁电流测模块、整流关断模块，驱动模块与开关电路连接，驱动模块输出驱动信号驱动开关电路导通，谐振频率检测模块和励磁电流检测模块分别与谐振网络电路连接，谐振频率检测模块获取谐振网络电路的谐振电流，并将谐振电流发送至整流关断模块，励磁电流检测模块获取谐振网络电路的励磁电流，并将励磁电流发送至整流关断模块，整流关断模块接收谐振电流和励磁电流，并实时监测谐振电流和励磁电流相等时对应驱动信号的时间。本发明能够有效、快速且准确的确定次级mosfet关断时间，控制简单，成本低。
上述说明仅是本发明技术方案的概述，为了能够更清楚了解本发明的技术手段，并可依照说明书的内容予以实施，以下以本发明的较佳实施例并配合附图详细说明如后。本发明的具体实施方式由以下实施例及其附图详细给出。
附图说明
下面结合附图和本发明的实施方式作进一步详细说明。
图1为本发明的llc同步整流装置结构示意图；
图2为本发明实施例的llc同步整流装置电路图；
图3为本发明实施例的llc同步整流装置逻辑拓扑图；
图4为本发明实施例的信号对应关系图；
图5为本发明的llc同步整流装置控制方法流程图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清除明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
llc同步整流装置，如图1-图2所示，包括输入端、开关电路、谐振网络电路、变压器、整流滤波电路、输出端，还包括驱动装置，驱动装置包括驱动模块、谐振频率检测模块、励磁电流测模块、整流关断模块，驱动模块与开关电路连接，驱动模块输出驱动信号驱动开关电路导通，谐振频率检测模块和励磁电流检测模块分别与谐振网络电路连接，谐振频率检测模块获取谐振网络电路的谐振电流，并将谐振电流发送至整流关断模块，励磁电流检测模块获取谐振网络电路的励磁电流，并将励磁电流发送至整流关断模块，整流关断模块接收谐振电流和励磁电流，并实时监测谐振电流和励磁电流相等时对应驱动信号的时间。
如图2所示，优选的，整流滤波电路包括由四只mos管全桥连接组成的整流电路和输出电容，输出电容并联在整流电路中相对的两只mos管之间。图2中，由mos管s1、s2、s3、s4全桥连接组成的整流电路，输出电容为cout。在输出低压大电流时，由于llc谐振变换器副边二极管正向导通压降增大，使得整流损耗占据了总损耗相当大的比重，不利于效率的提高，为了改善这一状况和提高变换器效率，本实施例采用通态电阻极低的mosfet替代二极管，实现同步整流技术。
在一实施例中，优选的，还包括电流互感器ct，图2中电流互感器ct串联在变压器t1的副边线圈和整流电路之间。
在一实施例中，优选的，开关电路包括第一主开关mos管和第二主开关mos管，图2中第一主开关mos管为q1，第二主开关mos管为q2，驱动模块分别与第一主开关mos管q1的栅极和第二主开关mos管q2的栅极连接，驱动模块输出驱动信号pwm_q1驱动第一主开关mos管q1导通，驱动模块输出驱动信号pwm_q2驱动第二主开关mos管q2导通，谐振网络电路与第二主开关mos管并联，cin为输入电容。
在一实施例中，优选的，图2中谐振网络电路包括谐振电容cr、谐振电感lr、励磁电感lm，谐振电容cr、谐振电感lr、励磁电感lm依次串联，励磁电感lm与变压器t1的原边线圈两端连接。
在一实施例中，设置dir_ct为电流互感器ct的电流方向，规定电流从左到右流向为高电平，反之为低电平，pwm_s1为mos管s1的驱动信号。如图3所示，a点电平为pwm_q1与dir_ct相与并取反；b点电平为a点与pwm_q1共同作用的rs触发器后的信号值；c点电平为b与dir_ct相或；d点电平为pwm_q1与c共同作用的rs触发器后的信号值；e点电平为pwm_q1与dir_ct相与；pwm_s1电平为d与e相与。初级mos管为开关电路中的第一主开关mos管q1，第二主开关mos管q2，次级mos管为整流电路中的mos管s1、mos管s2、mos管s3、mos管s4。当初级mos管q1关断时，即pwm_q1＝0，a点电平＝0；b点电平＝1；c点电平＝1；d点电平＝1；e点电平＝0；pwm_s1＝0，次级mos管s1、s2、s3、s4都关断；当初级mos管q1导通时，即pwm_q1＝1，电流从电源正极依次流向mos管q1、cr、lr、变压器原边、副边感应出上正下负的电流，电流从副边上端流向ct、mos管s1、cout、s4、副边下端，经ct的电流方向为从左到右，即dir_ct＝1，根据图3的逻辑，可得到a点电平＝0；b点电平＝0；c点电平＝1；d点电平则保持上一状态即＝1；e点电平＝1；pwm_s1＝1,即mos管s1，s4开通；由于开关频率fs<谐振频率fr,如图4所示，即在mos管q1关断t2时刻前，存在谐振电流ir＝励磁电流im，ir此时变压器原边电流为零，无法向后端传递能量，次级mos管上电流为零，pwm-q1＝1，dir_ct＝0，根据图3的逻辑，可得到a点电平＝1；b点电平保持上一状态＝0；c点电平＝0；d点电平＝0；e点电平＝0；pwm_s1＝0,即mos管s1，s4关断；但由于节电容及消磁电容的存在会产生振荡，振荡后，dir_ct＝1,则此时，a点电平＝0，b点电平＝0；c点电平＝1，d点电平保持上一状态＝0；pwm_s1＝0，即mos管s1，s4关断。因此只要谐振电流＝励磁电流，不管次级电流怎么振荡，都不会开通mos管s1、s4；所以整流关断模块实时监测谐振电流和励磁电流相等时对应驱动信号的时间，这段时间为次级mosfet关断时间。
在一实施例中，设置dir_ct为电流互感器ct的电流方向，规定电流从左到右流向为高电平，反之为低电平，pwm_s3为mos管s3的驱动信号。与驱动mos管q1类似的逻辑，a点电平为pwm_q2与dir_ct相与并取反；b点电平为a点与pwm_q2共同作用的rs触发器后的信号值；c点电平为b与dir_ct相或；d点电平为pwm_q2与c共同作用的rs触发器后的信号值；e点电平为pwm_q2与dir_ct相与；pwm_s2电平为d与e相与。初级mos管为开关电路中的第一主开关mos管q1，第二主开关mos管q2，次级mos管为整流电路中的mos管s1、mos管s2、mos管s3、mos管s4。当初级mos管q2关断时，即pwm_q2＝0，a点电平＝0；b点电平＝1；c点电平＝1；d点电平＝1；e点电平＝0；pwm_s1＝0，次级mos管s1、s2、s3、s4都关断；当初级mos管q2导通时，即pwm_q2＝1，电流依次流向mos管q2、变压器原边、lr、cr、副边感应出上负下正的电流，电流从副边下端流向mos管s3、cout、s2、ct、副边上端，经ct的电流方向为从右到左，即dir_ct＝0，得到a点电平＝0；b点电平＝0；c点电平＝1；d点电平则保持上一状态即＝1；e点电平＝1；pwm_s3＝1,即mos管s3，s2开通；由于开关频率fs<谐振频率fr,如图4所示，即在mos管q2关断t5时刻前，存在谐振电流ir＝励磁电流im，ir用实线标识，im用虚线标识，此时变压器原边电流为零，无法向后端传递能量，次级mos管上电流为零，pwm-q1＝1，dir_ct＝0，可得到a点电平＝1；b点电平保持上一状态＝0；c点电平＝0；d点电平＝0；e点电平＝0；pwm_s3＝0,即mos管s3，s2关断；但由于节电容及消磁电容的存在会产生振荡，振荡后，dir_ct＝1,则此时，a点电平＝0，b点电平＝0；c点电平＝1，d点电平保持上一状态＝0；pwm_s3＝0，即mos管s3，s2关断。因此只要谐振电流＝励磁电流，不管次级电流怎么振荡，都不会开通mos管s3、s2；所以整流关断模块实时监测谐振电流和励磁电流相等时对应驱动信号的时间，这段时间为次级mosfet关断时间。
llc同步整流装置控制方法，如图5所示，包括以下步骤：
驱动开关管导通，输出驱动信号至开关电路，通过驱动信号驱动开关电路的开关管导通；
实时检测电流，实时检测谐振电路的谐振电流和励磁电流；
确定同步整流关断时间，实时监测谐振电流和励磁电流相等时对应驱动信号的时间，根据时间确定整流滤波电路中整流管的关断时间。
在一实施例中，优选的，步骤驱动开关管导通具体为输出驱动信号至开关电路的第一主开关mos管的栅极或第二主开关mos管的栅极，通过驱动信号驱动第一主开关mos管或第二主开关mos管导通。
在一实施例中，优选的，步骤实时检测电流具体为实时检测谐振电路中谐振电感上的谐振电流和谐振电路中励磁电感上的励磁电流。
一种电子设备，包括存储器，处理器及存储在存储器上并可在处理器上运行的计算机程序，处理器执行上述llc同步整流装置控制方法的步骤。
一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，计算机程序被处理器执行时实现上述llc同步整流装置控制方法的步骤。
本发明提供llc同步整流装置，包括输入端、开关电路、谐振网络电路、变压器、整流滤波电路、输出端，还包括驱动装置，驱动装置包括驱动模块、谐振频率检测模块、励磁电流测模块、整流关断模块，驱动模块与开关电路连接，驱动模块输出驱动信号驱动开关电路导通，谐振频率检测模块和励磁电流检测模块分别与谐振网络电路连接，谐振频率检测模块获取谐振网络电路的谐振电流，并将谐振电流发送至整流关断模块，励磁电流检测模块获取谐振网络电路的励磁电流，并将励磁电流发送至整流关断模块，整流关断模块接收谐振电流和励磁电流，并实时监测谐振电流和励磁电流相等时对应驱动信号的时间。本发明能够有效、快速且准确的确定次级mosfet关断时间，控制简单，成本低。
以上实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。
以上实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。因此，本发明专利的保护范围应以所附权利要求为准。