电力变换用开关元件以及电力变换装置制造方法
【专利摘要】电力变换用开关元件(100)在n-型的半导体基板(1)的表面侧依次反复配置第1栅极电极(6)、具有n型发射极区域(3)的p型沟道层(2)、第2栅极电极(13)、p型浮空层(15)。并且，将夹着p型沟道层(2)的2个栅极(6、13)的间隔a构成得小于夹着p型浮空层(15)的2个栅极(13、6)的间隔b，对第1栅极电极(6)、第2栅极电极(13)分别提供在驱动定时有时间差的驱动信号。
【专利说明】电力变换用开关元件以及电力变换装置
【技术领域】
[0001]本发明涉及电力变换用开关元件以及使用该电力变换用开关元件的电力变换装置。
【背景技术】
[0002]近年来，IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管)等的电力变换用开关元件从家庭用的空调和微波炉等小功率设备到铁道和钢铁厂的大功率设备，得到广泛的应用。并且，由于为了促进可再生的新能源的利用和节能，从直流向交流的电力变换、或从交流向直流的电力变换不可或缺，因此，电力变换用开关元件逐渐成为用于实现今后的低碳社会的重要的关键组成。
[0003]然而，在将IGBT等的电力变换用开关元件应用在电力变换的逆变器等的情况下，在导通时会产生与通路电阻相伴的导通损耗，在开关时会产生与开关动作相伴的开关损耗。为此，为了谋求逆变器的高效率化、小型化，需要一并减少导通损耗以及开关损耗。
[0004]在专利文献I中公开了 IGBT的示例，等间隔配置多个沟槽型的栅极，并且对相互相邻的沟槽型的栅极提供关断的定时错开的控制信号，由此能在不有损低导通损耗的特性的同时扩大关断时的安全动作区域。
[0005]另外，在专利文献2中公开了 IGBT的示例，以相互不同的2种间隔交替配置多个沟槽型的栅极，在被该栅极间隔窄的2个栅极所夹的半导体层的上部形成沟道层(基极区域)以及发射极区域，在被栅极间隔宽的2个栅极所夹的半导体层形成不与发射极电极连接的浮空层，由此能在不招致短路耐量和耐压的降低的情况下减少导通损耗、即通路电压。
[0006]但是，根据本申请的
【发明者】们的研讨，获知专利文献2公开的结构的IGBT有如下问题:关断损耗大，并且在接通时，IGBT和对臂的二极管的输出电压的时间变化率dv/dr的控制性低。
[0007]关于这些问题当中的接通时的输出电压的时间变化率(dv/dr)的控制性低的问题，在专利文献3如下那样说明了该问题产生的理由。
[0008]在IGBT成为通路状态时，由于空穴过渡地流入形成在2个栅极间的P型的浮空层，因此该浮空层的电位变高。此时，位移电流经由将栅极和浮空层隔开的栅极绝缘膜的反馈电容流向栅极，让栅极电位抬升。其结果，由MOS (Metal Oxide Semiconductor，金属氧化物半导体)FET (Field Effect Transistor场效应晶体管)结构的跨导(gm)和栅极-发射极间电压(vge)的时间变化率(dvge/dt)之积决定的集电极电流(ic)的时间变化率(die/dt)增加，开关速度加速。
[0009]由于过渡地流入浮空层的空穴的量主要由半导体内部的结构决定，因此难以用外部的栅极电阻进行控制。因此，不能用外部的栅极电阻控制加速的dic/dt，其结果，产生不能用栅极电阻控制IGBT和对臂的二极管的电压的时间变化率dv/dt的期间。
[0010]考虑这些，在专利文献3中，提示了增厚漂移层或浮空层与栅极电极间的绝缘膜等来使得寄生电容难以产生的结构的IGBT。由于若减小与栅极电极间的寄生电容，则反馈电容也变小，因此提升了接通时的输出电压的时间变化率(dv/dt)的控制性。
[0011]先行技术文献
[0012]专利文献
[0013]专利文献1:JP特开2000-101076号公报
[0014]专利文献2:JP特开2006-222455号公报
[0015]专利文献3:JP特开2011-119416号公报
[0016]发明的概要
[0017]发明要解决的课题
[0018]于是，在如专利文献2所示的IGBT那样在η型的漂移层内设置P型的浮空层的情况下，在导通时空穴积蓄在漂移层内而减少了通路电压。另一方面，在关断时，由于将该积蓄的空穴排出的时间变长，因此不管怎样关断损耗都会增加。在专利文献3中，未充分考虑关断时的损耗。
【发明内容】
[0019]鉴于以上的现有技术的问题点，本发明的目的在于，提供使关断时的损耗减少、并能提升接通时的输出电压的时间变化率(dv/dt)的控制性的电力变换用开关元件以及电力变换装置。
[0020]用于解决课题的手段
[0021]本发明所涉及的电力变换用开关元件特征在于，第I导电型的半导体层，其形成在半导体基板；第2导电型的沟道层，其与所述第I导电型的半导体层相接，形成在所述半导体基板的第I表面侧；栅极电极的组，其由第I栅极电极以及第2栅极电极构成，其中第I栅极电极以及第2栅极电极在所述半导体基板的所述第I表面侧设置在贯穿所述沟道层而形成的多个沟槽的相互相邻的2个2个的沟槽的各自中，隔着栅极绝缘膜与所述半导体层以及所述沟道层相接；第I导电型的发射极区域，其隔着所述栅极绝缘膜分别与所述第I栅极电极以及所述第2栅极电极相接地形成在夹在属于所述栅极电极的组的相同的组的所述第I栅极电极以及所述第2栅极电极间的所述沟道层的表面的一部分；发射极电极，其将所述第I导电型的发射极区域以及所述第2导电型的沟道层电连接；第2导电型的浮空层，其被属于所述栅极电极的组的相互不同的组、且相互相邻的2个栅极电极所夹，是与所述发射极电极绝缘的所述沟道层；第2导电型的集电极层，其与所述第I导电型的半导体层相接，形成在所述半导体基板的第2表面侧；和集电极电极，其与所述第2导电型的集电极层电连接，将属于所述相同的组的所述第I栅极电极与所述第2栅极电极间隔设为a，将属于所述相互不同的组、相互相邻的2个栅极电极彼此的间隔设为b，满足b > a地配置各个栅极电极，并对所述第I栅极电极以及所述第2栅极电极分别提供在驱动定时有时间差的第I驱动信号以及第2驱动信号。
[0022]发明的效果
[0023]根据本发明，提供能使关断时的损耗减少、并使接通时的输出电压的时间变化率(dv/dt)的控制性提升的电力变换用开关元件以及电力变换装置。
【专利附图】
【附图说明】
[0024]图1是示意表示本发明的第I实施方式所涉及的电力变换用开关元件的结构的例的图，(a)是其截面图的示例，(b)是俯视配置图的示例。
[0025]图2是表示在使电力变换用开关元件关断时分别驱动第I栅极电极(Gl)以及第2栅极电极(G2)的驱动信号的驱动次序的示例的图。
[0026]图3是表示在使电力变换用开关元件接通时分别驱动第I栅极电极(Gl)以及第2栅极电极(G2)的驱动信号的驱动次序的示例的图。
[0027]图4是表示在使电力变换用开关元件关断时分别驱动第I栅极电极(Gl)以及第2栅极电极(G2)的驱动信号的驱动次序的第2例的图。
[0028]图5是表示在使电力变换用开关元件接通时分别驱动第I栅极电极(Gl)以及第2栅极电极(G2)的驱动信号的驱动次序的第2例的图。
[0029]图6是表示电力变换用开关元件的输出特性的示例的图。
[0030]图7是表示本发明的实施方式的效果的示例的图。
[0031]图8是表示本发明的实施方式的另外的效果的示例的图。
[0032]图9是表示实现图2?图5所示的驱动信号的驱动次序的驱动电路的方块构成的示例的图。
[0033]图10是表示本发明的第I实施方式所涉及的电力变换用开关元件的结构的第I变形例的图。
[0034]图11是表示本发明的第I实施方式所涉及的电力变换用开关元件的结构的第2变形例的图。
[0035]图12是表示本发明的第I实施方式所涉及的电力变换用开关元件的结构的第3变形例的图，(a)是截面图的示例，(b)是俯视配置图的示例。
[0036]图13是示意表示本发明的第2实施方式所涉及的电力变换用开关元件的结构的示例的图。
[0037]图14是示意表示本发明的第3实施方式所涉及的电力变换用开关元件的结构的示例的图。
[0038]图15是示意表示本发明的第4实施方式所涉及的电力变换用开关元件的结构的示例的图。
[0039]图16是示意表示本发明的第5实施方式所涉及的电力变换用开关元件的结构的示例的图。
[0040]图17是示意表示本发明的第6实施方式所涉及的电力变换用开关元件的结构的示例的图。
[0041]图18是表示运用本发明的第I?第6实施方式所涉及的电力变换用开关元件的电力变换装置的电路构成的示例的图。
【具体实施方式】
[0042]以下参考附图来详细说明本发明的实施方式。另外，在用于说明实施方式的全部附图中，对同一构成要素标注同一标号，省略其重复的说明。
[0043](第I实施方式)
[0044]图1是示意表示本发明的第I实施方式所涉及的电力变换用开关元件100的结构的示例的图，(a)是其截面图的示例，(b)是俯视配置图的示例。另外，图1(a)所示的截面图是与图1(b)的俯视配置图中的一点划线A-A’部分对应的截面图。
[0045]如图1 (a)所示那样，电力变换用开关元件100，能指具有2个独立的控制栅极的IGBT，具有在硅等的η-型的半导体基板I的表面侧，让以间隔a相互相邻配置的沟槽型的第I栅极电极6 (Gl)以及第2栅极电极13 (G2)的组以间隔b反复配置的结构。
[0046]在此，例如在η-型的半导体基板I的表面侧形成成为P型沟道层2或ρ型浮空层15的P型的半导体层，在该P型的半导体层形成比该P型的半导体层深的沟槽，在该沟槽的内壁形成栅极绝缘膜5，在形成了该栅极绝缘膜5的沟槽内嵌入导电性的多晶硅等，由此形成第I栅极电极6 (Gl)以及第2栅极电极13 (G2)。
[0047]另外，如图1(a)所示那样，在电力变换用开关元件100中，在第I栅极电极6(G1)与第2栅极电极13 (G2)间交替形成ρ型沟道层2以及ρ型浮空层15。
[0048]在此，用ρ型沟道层2的表面部的一部分在隔着栅极绝缘膜5分别与第I栅极电极6 (Gl)以及第2栅极电极13 (G2)相接的部分，形成η型发射极区域3 (也称作源极区域)。另外，用P型沟道层2的表面部的一部分在未形成η型发射极区域3的部分，形成ρ型发射极区域12。
[0049]在栅极电极6、13、η型发射极区域3、ρ型发射极区域12以及ρ型浮空层15的上部(外侧)形成层间绝缘膜16，进而在其上部(外侧)形成由导电性的金属等构成的发射极电极7。这时，在η型发射极区域3以及ρ型发射极区域12的上部的层间绝缘膜16形成开口部，η型发射极区域3以及ρ型发射极区域12与发射极电极7接触，并电连接。另一方面，P型浮空层15通过层间绝缘膜16而与发射极电极7绝缘。
[0050]在本实施方式中，夹着ρ型沟道层2、形成了 η型发射极区域3以及ρ型发射极区域12的区域的第I栅极电极6 (Gl)与第2栅极电极13 (G2)的间隔a，小于夹着形成ρ型浮空层15的区域的第I栅极电极6 (Gl)与第2栅极电极13(G2)的间隔b。即，间隔a<间隔bo另外，在设为间隔a <间隔b的情况下，能得到高速开关性能以及短路耐量的提升、通路电压减少等的效果(参考专利文献2)。
[0051]另外，在η-型的半导体基板I的背面侧形成P型集电极层4，并与ρ型集电极层4接触地形成由导电性的金属等构成的集电极电极8。
[0052]另外，在图1 (a)中，η-型的半导体基板I当中的除了 P型沟道层2、η型发射极区域3、ρ型发射极区域12以及ρ型集电极层4以外的区域是η-型的半导体基板I本身，但通常称作η-型漂移层Id。
[0053]另外，如图1(b)所示，第I栅极电极6 (Gl)以及第2栅极电极13 (G2)分别与形成在其上部的第I金属布线40以及第2金属布线41连接。在此，第I金属布线40以及第2金属布线41是相互绝缘的独立的布线，分别与未图示的第I栅极端子以及第2栅极端子连接。另外，构成第I栅极电极6 (Gl)以及第2栅极电极13 (G2)的栅极层、和构成第I金属布线40以及第2金属布线41的金属布线层通过形成在层间绝缘膜16的接触孔42而电连接。
[0054]如以上那样，本发明的第I实施方式所涉及的电力变换用开关元件100的特征在于，具有能从外部经由第I栅极端子以及第2栅极端子独立进行驱动的第I栅极电极6 (Gl)以及第2栅极电极13 (G2)。
[0055]图2是表示在使电力变换用开关元件100关断时分别驱动第I栅极电极6 (Gl)以及第2栅极电极13(G2)的驱动信号的驱动次序的示例的图。在此，已经对第I栅极电极6 (Gl)以及第2栅极电极13 (G2)都施加了高于阈值电压Vth的电压，电力变换用开关元件100的开关状态为“通路”状态。
[0056]另外，在此所说的阈值电压Vth是指，在对第I栅极电极6 (Gl)或第2栅极电极13 (G2)施加电压时，在ρ型沟道层2内形成将η型发射极区域3和η-型漂移层Id连系的导通路(沟道)的最低的电压。
[0057]在本实施方式中，如图2所示，在使电力变换用开关元件100关断时，首先使第I栅极电极6(G1)的驱动信号从高于阈值电压Vth的状态向低于阈值电压Vth的状态变化(关断)。另外，同时，先于该关断的定时的给定的时间(例如3 μ秒)，使第2栅极电极13 (G2)的驱动信号从高于阈值电压Vth的状态向低于阈值电压Vth的状态变化(关断)。
[0058]如以上那样，通过在分别驱动第I栅极电极6(G1)以及第2栅极电极13 (G2)的驱动信号中，使进行关断的定时错开给定的时间(例如3μ秒)，能得到减少电力变换用开关元件100的关断损耗的效果。得到该效果的理由能如下说明的那样。
[0059]若趁着第I栅极电极6 (Gl)的驱动信号的电压高于阈值电压Vth的状态使第2栅极电极13(G2)的驱动信号的电压从高于阈值电压Vth的状态向低于阈值电压Vth状态变化(关断)，则通过第2栅极电极13 (G2)而在ρ型沟道层2生成了的将η型发射极区域3和η-型漂移层Id连系的沟道消失。由此，由于不再经由形成在该第2栅极电极13 (G2)侧的沟道向η-型漂移层Id注入电子，因此，对应于此，从ρ型集电极层4向η-型漂移层Id注入的空穴的量减少。
[0060]在处于这样的状态下时，若使第I栅极电极6 (Gl)的驱动信号的电压从高于阈值电压Vth的状态向低于阈值电压Vth的状态变化(关断)，则形成在第I栅极电极6 (Gl)侧的沟道也消失，也不再有经由该沟道的向η-型漂移层Id的电子注入。其结果，电力变换用开关元件100的开关状态成为“断路”状态。即，电力变换用开关元件100关断。
[0061]这种情况下，由于在使第I栅极电极6 (Gl)的驱动信号的电压从高于阈值电压Vth的状态向低于阈值电压Vth的状态变化(关断)时，积蓄在η-型漂移层Id的空穴的量减少，与此相应缩短了空穴的排出时间。其结果，电力变换用开关元件100的关断时间变短，关断损耗减少。
[0062]另外，由于若第I栅极电极6(G1)的驱动信号以及第2栅极电极13(G2)的驱动信号各自进行关断的定时的时间差td变长，则通路电压增加的期间变长，因此导通损耗增加。另一方面，若该时间差td过短，则关断损耗减少的效果变小。因此，为了得到充分的关断损耗减少的效果，期望时间差^为3 μ s以上。
[0063]图3是表示在使电力变换用开关元件100接通时分别驱动第I栅极电极6 (Gl)以及第2栅极电极13(G2)的驱动信号的驱动次序的示例的图。在此，已经对第I栅极电极6 (Gl)以及第2栅极电极13 (G2)都施加了低于阈值电压Vth的电压，电力变换用开关元件100的开关状态为“断路”状态。
[0064]在本实施方式中，如图3所示，在使电力变换用开关元件100接通时，首先使第I栅极电极6(G1)的驱动信号从低于阈值电压Vth的状态向高于阈值电压Vth的状态变化(接通)。另外，同时，从该接通的定时延迟给定的时间(例如3 μ秒)来使第2栅极电极13 (G2)的驱动信号从低于阈值电压Vth的状态向高于阈值电压Vth的状态变化(接通)。
[0065]如以上那样，在分别驱动第I栅极电极6(G1)以及第2栅极电极13 (G2)的驱动信号中，通过使进行接通的定时错开给定的时间(例如3μ秒)，能得到改善电力变换用开关元件100的输出电压的时间变化率dv/dt的控制性这样的效果。得到该效果的理由如下那样进行说明。
[0066]S卩，在图3所示的控制次序中，由于在第I栅极电极6(G1)的驱动信号的电压超过阈值电压Vth(接通)时第2栅极电极13(G2)的驱动信号的电压尚处在低于阈值电压Vth的状态，因此未在第2栅极电极13 (G2)侧形成将η型发射极区域3和η-型漂移层Id连系的沟道。为此，由于向η-型漂移层Id的电子的注入仅经由形成在第I栅极电极6(G1)侦J的沟道进行，因此集电极电流的时间变化率dic/dt不会变得太大，抑制了开关速度。作为其结果，改善了电力变换用开关元件100的输出电压的时间变化率dv/dt的控制性。
[0067]另外，若第I栅极电极6(G1)的驱动信号以及第2栅极电极13(G2)的驱动信号各自进行接通的定时的时间差td过短，则改善输出电压的时间变化率dv/dt的控制性的效果变小。因此，期望该时间差tdS3ys以上。
[0068]另外，虽然在图2的说明中，第2栅极电极13(G2)的驱动信号先于第I栅极电极6 (Gl)的驱动信号的关断的定时成为关断，但该顺序也可以反过来。同样地，虽然在图3的说明中，第2栅极电极13(G2)的驱动信号设为从第I栅极电极6 (Gl)的驱动信号的接通的定时延迟来接通，但该顺序也可以按过来。
[0069]图4是表示在使电力变换用开关元件100关断时分别驱动第I栅极电极6 (Gl)以及第2栅极电极13(G2)的驱动信号的驱动次序的第2例的图。该驱动次序与图2所示的驱动次序相异点在于，将使第2栅极电极13(G2)的驱动信号的栅极断路时的电压设为负电压(-Vcc)ο
[0070]在使电力变换用开关元件100关断的情况下，若将使第2栅极电极13(G2)的驱动信号的栅极断路时的电压设为负电压(-Vcc)，则在隔着栅极绝缘膜5与第2栅极电极13 (G2)相接的ρ型浮空层15形成ρ型的积蓄层。其结果，促进了关断时的空穴的排出，减少了关断损耗。
[0071]图5是表示在使电力变换用开关元件100接通时分别驱动第I栅极电极6 (Gl)以及第2栅极电极13(G2)的驱动信号的驱动次序的第2例的图。该驱动次序与图3所示的驱动次序的相异点在于，将使第2栅极电极13(G2)的驱动信号的栅极断路时的电压设为接地电位(Gnd)。
[0072]在使电力变换用开关元件100接通的情况下，若将使第2栅极电极13(G2)的驱动信号的栅极断路时的电压下降到负电压(-Vcc)，则在隔着栅极绝缘膜5与第2栅极电极13 (G2)相接的η-型漂移层Id形成将ρ型沟道层2和ρ型浮空层15连系的沟道。此时，通过接通时的P型浮空层15的电位变动，P型沟道层2的电位也变动，输出电压的时间变化率dv/dt的控制性变差。因而，在图5所示的示例中，将使第2栅极电极13(G2)的驱动信号的栅极断路时的电压设为接地电位(Gnd)。另外，在此，设接地电位(Gnd)是与发射极电极7的电位相同的电位。
[0073]图6是表示电力变换用开关元件100的输出特性的示例的图。在该示例中，示出将第I栅极电极6 (Gl)的电压Vgl固定在+15V、使第2栅极电极13 (G2)的电压Vg2变化为+15V、0V、-15V这3种时的输出特性。如从图6获知的那样，在第2栅极电极13 (G2)的电压Vg2为+15V时，通路电压成为最小，在电压Vg2为-15V时，通路电压成为最大。
[0074]为此，在此，通过在电力变换用开关元件100的导通时将第2栅极电极13 (G2)的电压Vg2设为+15V，降低其通路电压，另外，通过在电力变换用开关元件100的关断时将第2栅极电极13(G2)的电压Vg2设为-15V，提高其通路电压。这种情况下，如图4中说明的那样，关断损耗减少。即，通过在时间轴上动态地控制第2栅极电极13(G2)的电压Vg2，减少了通路电压，能得到减少关断损耗这样的效果。
[0075]图7是表示本发明的实施方式的效果的示例的图。图7所示的通路电压和关断损耗的折衷曲线是比较例的折衷曲线。
[0076]另外，在此所说的比较例，是指用相同定时的驱动信号驱动图1所示的电力变换用开关元件100的第I栅极电极6 (Gl)以及第2栅极电极13 (G2)的情况。另外，本实施方式是指，用图2中示出的驱动信号驱动图1所示的电力变换用开关元件100的第I栅极电极6 (Gl)以及第2栅极电极13 (G2)的情况。
[0077]在图7所示的比较例的折衷曲线中，以黑色的方块标记表征的各点的通路电压以及关断损耗的值，表征以P型集电极层4的杂质浓度为参数并使其变化时得到的通路电压以及关断损耗的值。根据该比较例的折衷曲线，若提高P型集电极层4的杂质浓度，虽然通路电压变低，但关断损耗会变大，另外，若降低P型集电极层4的杂质浓度，则虽然通路电压会变高，但关断损耗变小。因此，从该比较例的折衷曲线可知，仅改变P型集电极层4的杂质浓度，不能实现让通路电压降低且减小关断损耗。
[0078]另一方面，在本实施方式中，即使ρ型集电极层4的杂质浓度是与位于比较例的折衷曲线最左上的黑色的方块标记对应的浓度，其关断损耗也被改善到黑色的三角标记所示的位置。即，在本实施方式中，可知在电力变换用开关元件100中，能实现降低通路电压且减小接通损耗。
[0079]进而，若扩展开来进行判断，则通过错开时间地对图1所示的电力变换用开关元件100的第I栅极电极6 (Gl)以及第2栅极电极13 (G2)各自的驱动信号独立驱动控制，与比较例相比，能大幅改善通路电压和关断损耗的折衷。
[0080]图8是表示本发明的实施方式的另外的效果的示例的图。另外，图8所说的比较例以及本实施方式的意义与图7的情况相同。
[0081]在图8中与图7相异，针对比较例示出2条通路电压和关断损耗的折衷曲线。这当中，以包含黑色的方块标记的实线描绘的折衷曲线，是将图1所示的电力变换用开关元件100中的第I栅极电极6 (Gl)与第2栅极电极13 (G2)的间隔a设为3 μ μ m时的折衷曲线。另外，以包含白色的方块标记的虚线描绘的折衷曲线是将图1所示的电力变换用开关元件100中的第I栅极电极6 (Gl)与第2栅极电极13 (G2)的间隔a设为I μπι时的折衷曲线。
[0082]根据图8的比较例的折衷曲线，在将第I栅极电极6(G1)与第2栅极电极13(G2)的间隔a从3μπι缩小到Ιμπι的情况下，虽然通路电压减少，但关断损耗增加。由此，折衷曲线本身不太变化。这时因为，通过缩小第I栅极电极6(G1)与第2栅极电极13(G2)的间隔a，虽然空穴注入量增加，通路电压降低，但注入的空穴招致拖尾电流的增加，而关断损耗增加。
[0083]另一方面，在本实施方式中，在将第I栅极电极6(G1)与第2栅极电极13(G2)的间隔a从3 μπι缩小到I ym时，各个通路电压以及关断损耗从用图8的黑色的三角标记表征的点向用白色的三角标记表征的点移动。即，通过第I栅极电极6 (Gl)与第2栅极电极13 (G2)的间隔a的缩小，通路电压减少，关断损耗增加。但是，该关断损耗的增加量小于比较例的情况。
[0084]因此，在本实施方式的情况下，可知通过将第I栅极电极6 (Gl)与第2栅极电极13 (G2)的间隔a从3 μπι缩小到I μπι，改善了通路电压和关断损耗的折衷。
[0085]另外，这样的折衷的改善由于即使使第I栅极电极6 (Gl)与第2栅极电极13 (G2)的间隔a小于I ym也同样看得到，因此在本实施方式(图1所示的电力变换用开关元件100)中，将间隔a设为I μπι以下。
[0086]图9是表示实现图2?图5所示的驱动信号的驱动次序的驱动电路的方块构成的示例的图。在图9中，通过IGBT31以及可变电阻32表征用图2?图5所示那样2个不同的驱动信号进行驱动的电力变换用开关元件100。另外，可变电阻32，是在电路上表现通过第2栅极电极13控制η-型漂移层Id中的空穴的积蓄量这一物理量。
[0087]另外，如图9所示，栅极驱动电路37包含如下要素而构成:控制电路35，其基于从个人计算机36输出的控制信号，来生成图2?图5所示那样的定时错开的2个驱动信号；和缓冲电路33、34，其接受从控制电路35输出的驱动信号的一者，分别生成驱动开关元件30的第I驱动信号38以及第2驱动信号39。
[0088]即，将从缓冲电路33输出的驱动信号38输入到IGBT31的栅极端子，另外，将从缓冲电路33输出的驱动信号39输入到IGBT31的栅极端子以及可变电阻32的电阻控制端子。另外，在物理上驱动信号38与第I栅极电极6 (Gl)连接，驱动信号39与第2栅极电极13 (G2)连接。
[0089]图10是表示本发明的第I实施方式所涉及的电力变换用开关元件的结构的第I变形例的图。在图1所示的电力变换用开关元件100中，为了输入分别驱动第I栅极电极6 (Gl)以及第2栅极电极13(G2)的驱动信号，需要2个独立的栅极端子(图1中省略图示)O
[0090]于是，在第I变形例所涉及的电力变换用开关元件101中，将2个独立的栅极端子汇总成I个。然后，从该汇总成I的栅极端子输入驱动第2栅极电极13 (G2)的驱动信号，进而将用电阻20使该驱动信号延迟的驱动信号输入到第I栅极电极6 (Gl)。
[0091]通过如此，能在电力变换用开关元件101的接通以及关断时将其定时错开的驱动信号分别提供给第I栅极电极6 (Gl)以及第2栅极电极13 (G2)。因而，在该第I变形例所涉及的电力变换用开关元件101中，也改善了输出电压的时间变化率dv/dt的控制性，并能得到减少关断损耗的效果。
[0092]另外，在该变形例中，由于能将电阻20嵌入电力变换用开关元件101这样的半导体装置中而实现，因此能简化设于外部的栅极驱动电路37。因此，能实现使用了电力变换用开关元件101的逆变器等的电力变换装置的低成本化。
[0093]图11是表示本发明的第I实施方式所涉及的电力变换用开关元件的结构的第2变形例的图。在该第2变形例所涉及的电力变换用开关元件102中，与第I变形例相同，将2个独立的栅极端子汇总成I个。然后，从该汇总成I个的栅极端子输入驱动第2栅极电极13 (G2)的驱动信号，进而将用电阻20以及电容器21使该驱动信号延迟的驱动信号输入到第I栅极电极6 (G1)。
[0094]如以上那样，驱动电力变换用开关元件102中的第I栅极电极6(G1)以及第2栅极电极13 (G2)的机制，与第I变形例相同。
[0095]另外，也能将电容器21与电阻20同样地嵌入电力变换用开关元件102这样的半导体装置中而实现。因此，在第2变形例所涉及的电力变换用开关元件102中，能得到与第I变形例所涉及的电力变换用开关元件101同样的效果。
[0096]图12是表示本发明的第I实施方式所涉及的电力变换用开关元件的结构的第3变形例的图，(a)是截面图的示例，(b)是俯视配置图的示例。另外，图12(a)所示的截面图是与图12(b)的俯视配置图中的一点划线A-A’部分对应的截面图。
[0097]图12所示的电力变换用开关元件103与图1所示的电力变换用开关元件100的相异点在于，反复配置第I栅极电极6 (Gl)以及第2栅极电极13 (G2)的组的做法。即，在图1的电力变换用开关元件100中，成为按照(G1-G2)-(G1-G2)_...这样平行移动且反复配置第I栅极电极6 (Gl)以及第2栅极电极13 (G2)的组。另一方面，在图12的电力变换用开关元件103中，成为按照(G1-G2)-(G2-G1)-..?这样彼此翻转其位置并反复配置第I栅极电极6 (Gl)以及第2栅极电极13 (G2)的组。
[0098]从到此为止的说明中可以明确，在电力变换用开关元件103中，如此相互翻转其位置并反复配置第I栅极电极6 (Gl)以及第2栅极电极13 (G2)的组，在用图2?图5所示的驱动信号驱动这些第I栅极电极6 (Gl)以及第2栅极电极13 (G2)的情况下，也能得到与图1所示的电力变换用开关元件100同样的效果。
[0099]另外，在第3变形例的情况下，隔着P型浮空层15侧，让相同的第I栅极电极6或第2栅极电极13彼此相邻。因此，如图12(b)所示那样，能在使该栅极电极6、13与上部的金属布线40、41连接的区域，使相邻的第I栅极电极6或第2栅极电极13彼此相连。因此，由于能使将栅极电极6、13和金属布线40、41分别连接的区域中的各个栅极电极区域的面积较大，因此能在该栅极电极区域设置更多的将栅极电极6、13和金属布线40、41连接的接触孔42。因而，能减少其接触电阻、和栅极电极区域的电阻。
[0100]因此，在该第3变形例所涉及的电力变换用开关元件103中，能对第I栅极电极6 (Gl)以及第2栅极电极13 (G2)输入更稳定的驱动信号。
[0101](第2实施方式)
[0102]图13是示意表示本发明的第2实施方式所涉及的电力变换用开关元件110的结构的示例的图。
[0103]如图13所示，第2实施方式所涉及的电力变换用开关元件110的结构与图1所示的第I实施方式所涉及的电力变换用开关元件100的结构几乎相同，但在第2实施方式所涉及的电力变换用开关元件110中，在P型集电极层4与η-型漂移层Id的界面设置有η型缓冲层14，在这一点上相异。
[0104]η型缓冲层14起到的作用是:在电力变换用开关元件110为断路状态下，防止向η-型漂移层Id伸出的耗尽层从P型沟道层2以及P型浮空层15与η-型漂移层Id的界面部到达P型集电极层4。将该η型缓冲层14的杂质浓度形成得高于η-型漂移层Id的杂质浓度。
[0105]并且，在该第2实施方式中，使用图2?图5所示的驱动信号，将时间错开地驱动第I栅极电极6 (Gl)以及第2栅极电极13 (G2)。因此，在这种情况下也能得到与第I实施方式同样的效果。即，在电力变换用开关元件110中也减少了关断损耗，改善了输出电压的时间变化率dv/dt的控制性。
[0106](第3实施方式)
[0107]图14是示意表示本发明的第3实施方式所涉及的电力变换用开关元件120的结构的示例的图。
[0108]如图14所示，第3实施方式所涉及的电力变换用开关元件120的结构与图1所示的第I实施方式所涉及的电力变换用开关元件100的结构几乎相同，但在第3实施方式所涉及的电力变换用开关元件120中，在P型沟道层2与η-型漂移层Id的界面设置有η型空穴势皇层10，在这一点上相异。
[0109]η型空穴势皇层10承担堰塞从P型集电极层4注入的空穴、减少η_型漂移层Id的电阻的作用。
[0110]并且，在该第3实施方式中，使用图2?图5所示的驱动信号，将时间错开地驱动第I栅极电极6 (Gl)以及第2栅极电极13 (G2)。因此，这种情况下也能得到与第I实施方式同样的效果。即，在电力变换用开关元件140中也减少了关断损耗，改善了输出电压的时间变化率dv/dt的控制性。
[0111](第4实施方式)
[0112]图15是示意表示本发明的第4实施方式所涉及的电力变换用开关元件130的结构的示例的图。
[0113]如图15所示那样，第4实施方式所涉及的电力变换用开关元件130的结构与图1所示的第I实施方式所涉及的电力变换用开关元件100的结构几乎相同，但在第3实施方式所涉及的电力变换用开关元件130中，不设有第I实施方式所涉及的电力变换用开关元件100中设置的P型浮空层15，在这一点上相异。
[0114]并且，在该第4实施方式中，使用图2?图5所示的驱动信号，将时间错开地驱动第I栅极电极6 (Gl)以及第2栅极电极13 (G2)。这种情况下，也与第I实施方式的情况相同，减少了关断损耗，改善了输出电压的时间变化率dv/dt的控制性。另外，改善输出电压的时间变化率dv/dt的控制性的理由在于，通过在接通时对第2栅极电极13 (G2)施加阈值以下的电压，集电极电流的时间变化率dic/dt降低，开关速度受到抑制。
[0115](第5实施方式)
[0116]图16是示意表示本发明的第5实施方式所涉及的电力变换用开关元件140的结构的示例的图。
[0117]如图15所示那样，在第5实施方式所涉及的电力变换用开关元件140中，在η-型的半导体基板I的表面侧大致等间隔地配置沟槽型的第I栅极电极6 (Gl)以及第2栅极电极13(G2)。并且，在该沟槽型的第I栅极电极6(G1)以及第2栅极电极13 (G2)间的η-型的半导体基板I形成P型集电极层4、η型发射极区域3以及P型发射极区域12，进而，该η型发射极区域3以及P型发射极区域12与设于其上部的表面侧的发射极电极7连接。另夕卜，在本实施方式中，不设有与第I实施方式所涉及的电力变换用开关元件100中所说的P型浮空层15对应的层或区域。
[0118]另外，在电力变换用开关元件140的背面侧的η-型的半导体基板I形成ρ型集电极层4，ρ型集电极层4与集电极电极8连接。
[0119]并且，在该第5实施方式中，使用图2?图5所示的驱动信号，将时间错开地驱动第I栅极电极6 (Gl)以及第2栅极电极13 (G2)。这种情况下，与第I实施方式的情况相同，减少了关断损耗，改善了输出电压的时间变化率dv/dt的控制性。另外，改善输出电压的时间变化率dv/dt的控制性的理由与第4实施方式的情况相同，都是因为，通过在接通时对第2栅极电极13(G2)施加阈值以下的电压，集电极电流的时间变化率dic/dt降低，开关速度受到抑制。
[0120](第6实施方式)
[0121]图17是示意表示本发明的第6实施方式所涉及的电力变换用开关元件150的结构的示例的图。
[0122]如图15所示那样，在第5实施方式所涉及的电力变换用开关元件150中，n_型的半导体基板I的表面侧大致等间隔地配置平坦型的第I栅极电极6 (Gl)以及第2栅极电极13(G2)。并且，在该沟槽型的第I栅极电极6(G1)以及第2栅极电极13 (G2)间的η-型的半导体基板I形成P型集电极层4、η型发射极区域3以及ρ型发射极区域12，进而，该η型发射极区域3以及ρ型发射极区域12与设于其上部的表面侧的发射极电极7连接。另外，在本实施方式中，不设有与第I实施方式所涉及的电力变换用开关元件100中所说的ρ型浮空层15对应的层或区域。
[0123]另外，在电力变换用开关元件140的背面侧的η-型的半导体基板I形成ρ型集电极层4，ρ型集电极层4与集电极电极8连接。
[0124]并且，在该第6实施方式中，使用图2?图5所示的驱动信号，将时间错开地驱动第I栅极电极6 (Gl)以及第2栅极电极13 (G2)。在这种情况下，与第I实施方式的情况相同，减少了关断损耗，改善了输出电压的时间变化率dv/dt的控制性。另外，改善输出电压的时间变化率dv/dt的控制性的理由与第4实施方式的情况相同，都是因为，通过在接通时对第2栅极电极13 (G2)施加阈值以下的电压，集电极电流的时间变化率dic/dt降低，开关速度受到抑制。
[0125](第7实施方式)
[0126]图18是表示运用本发明的第I?第6实施方式所涉及的电力变换用开关元件100、110、120、130、140、150的电力变换装置1000的电路构成的示例的图。这样的电力变换装置1000 —般被称作逆变器装置，例如将来白直流电源960的电能变换成所期望的频率的交流电流，用在对电动机950的转速进行可变速控制的用途等中。
[0127]如图18所示那样，直流电源960的正极与电力变换装置1000的P端子900连接，负极与N端子901连接。另外，从U端子910、V端子911、W端子912输出3相的交流电流，与电动机950连接。
[0128]在P端子900与N端子901间，并联设置有3个将2个电力变换用开关元件700串联连接的电路。并且，该各个电路中的将2个电力变换用开关元件700串联连接的连接点分别与U端子910、V端子911、W端子912连接。另外，在此所说的电力变换用开关元件700是指第I?第6实施方式所涉及的电力变换用开关元件100、110、120、130、140、150的任意者。
[0129]在此，所谓的上臂侧的电力变换用开关元件700，其各自的集电极电极8与P端子900连接，发射极电极7与U端子910、V端子911、W端子912连接。另外，所谓的下臂侧的电力变换用开关元件700，其各自的发射极电极7与N端子901连接，集电极电极8与U端子910、V端子911、W端子912连接。
[0130]并且，通过由各个栅极驱动电路800改变各个电力变换用开关元件700的通路/断路的定时的相位地进行控制，从U端子910、V端子911、W端子912输出3相的交流电流。另外，在此所说的栅极驱动电路800与图9所示的栅极驱动电路37对应。
[0131]进而，在各个电力变换用开关元件700逆并联连接续流二极管600。续流二极管600在例如上臂侧的电力变换用开关元件700为断路的情况下，通过将流过该电力变换用开关元件700的电流换向到与下臂侧的电力变换用开关元件700逆并联连接的续流二极管600，来释放贮存在电动机950的线圈的能量。另外，在下臂侧的电力变换用开关元件700在断路的情况下也相同。
[0132]在以上那样构成的电力变换装置1000中，虽然在各个电力变换用开关元件700的导通时产生导通损耗，在通路/断路时产生开关损耗，但在本实施方式中，由于作为电力变换用开关元件700使用第I?第6实施方式中说明的电力变换用开关元件100、110、120、130、140、150，因此减少了作为电力变换装置1000的导通损耗以及开关损耗。
[0133]另外，图18所示的电力变换装置1000的构成是一例，即使是输出2相的交流电流的构成，另外，即使是将交流电流变换成直流电流的构成，也能得到与本实施方式相同的效果O
[0134]另外，在本说明书中，在电力变换用开关元件100、110、120、130、140、150中的栅极部分使用了 η型沟道的MOSFET，但也可以是ρ型沟道的MOSFET。
[0135]另外，本发明并不限定于以上说明的实施方式所限定的构成，还包含各种变形例。例如，所述的实施方式为了易于理解本发明地进行说明而详细地做出了说明，但并不一定限定于包含说明的全部构成。另外，能用其他实施方式的构成的一部分置换某实施方式的构成的一部分，进而，还能用在某实施方式的构成中加入其它实施方式的构成的一部分或全部。
[0136]标号的说明
[0137]I η-型的半导体基板(第I导电型的半导体基板)
[0138]Id η-型漂移层(第I导电型半导体层)
[0139]2 ρ型沟道层(第2导电型沟道层)
[0140]3 η型发射极区域(第I导电型发射极区域)
[0141]4 P型集电极层(第2导电型集电极层)
[0142]5栅极绝缘膜
[0143]6第I栅极电极(Gl)
[0144]7发射极电极
[0145]8集电极电极
[0146]10 η型空穴势皇层(第I导电型的空穴势皇层)
[0147]12 ρ型发射极区域
[0148]13第2栅极电极(G2)
[0149]14 η型缓冲层(第I导电型的缓冲层)
[0150]15 ρ型浮空层
[0151]16层间绝缘膜
[0152]21 电阻
[0153]22 电容器
[0154]31 IGBT
[0155]32可变电阻
[0156]33、34缓冲电路
[0157]35控制电路
[0158]36个人计算机
[0159]37栅极驱动电路
[0160]40第I金属布线
[0161]41第2金属布线
[0162]42接触孔
[0163]100、101、102、103电力变换用开关元件
[0164]110、120、130、140、150 电力变换用开关元件
[0165]600续流二极管(二极管)
[0166]700电力变换用开关元件
[0167]800栅极驱动电路
[0168]900 P 端子
[0169]901 N 端子
[0170]910 U 端子
[0171]911 V 端子
[0172]912 W 端子
[0173]950 电动机
[0174]960直流电源
【权利要求】
1.一种电力变换用开关元件，其特征在于，具备: 第I导电型的半导体层，其形成在半导体基板； 第2导电型的沟道层，其与所述第I导电型的半导体层相接，形成在所述半导体基板的第I表面侧； 栅极电极的组，其由第I栅极电极以及第2栅极电极构成，该第I栅极电极以及第2栅极电极，按照隔着栅极绝缘膜与所述半导体层以及所述沟道层相接的方式，在所述半导体基板的所述第I表面侧设置在贯穿所述沟道层而形成的多个沟槽的相互相邻的每2个沟槽的各自中； 第I导电型的发射极区域，其按照隔着所述栅极绝缘膜与所述第I栅极电极以及所述第2栅极电极各自相接的方式，形成在被夹在属于所述栅极电极的组的同一组的所述第I栅极电极以及所述第2栅极电极间的所述沟道层的表面的一部分； 发射极电极，其将所述第I导电型的发射极区域以及所述第2导电型的沟道层电连接; 第2导电型的浮空层，其被属于所述栅极电极的组的互不相同的组、且相互相邻的2个栅极电极所夹，是与所述发射极电极绝缘的所述沟道层； 第2导电型的集电极层，其与所述第I导电型的半导体层相接，形成在所述半导体基板的第2表面侧；和 集电极电极，其与所述第2导电型的集电极层电连接， 将属于所述同一组的所述第I栅极电极与所述第2栅极电极的间隔设为a，将属于所述互不相同的组、且相互相邻的2个栅极电极彼此的间隔为b，满足b > a地配置各个栅极电极， 并且，对所述第I栅极电极以及所述第2栅极电极分别提供在驱动定时有时间差的第I驱动信号以及第2驱动信号。
2.根据权利要求1所述的电力变换用开关元件，其特征在于， 所述第I驱动信号被关断的定时与所述第2驱动信号被关断的定时的时间差为3 μ秒以上。
3.根据权利要求1所述的电力变换用开关元件，其特征在于， 所述第I驱动信号被接通的定时和所述第2驱动信号被接通的定时的时间差为3 μ秒以上。
4.根据权利要求2或3所述的电力变换用开关元件，其特征在于， 属于所述同一组的所述第I栅极电极与所述第2栅极电极的间隔a为I μπι以下。
5.根据权利要求1所述的电力变换用开关元件，其特征在于， 所述第I栅极电极和所述第2栅极电极经由电阻而连接，驱动所述第I栅极电极的所述第I驱动信号是通过所述电阻使驱动所述第2栅极电极的所述第2驱动信号延迟后的信号。
6.根据权利要求1所述的电力变换用开关元件，其特征在于， 所述第I栅极电极和所述第2栅极电极经由电阻连接，且所述第I栅极电极和所述发射极电极经由电容器连接，驱动所述第I栅极电极的所述第I驱动信号是通过所述电阻以及所述电容器使驱动所述第2栅极电极的所述第2驱动信号延迟后的信号。
7.根据权利要求1所述的电力变换用开关元件，其特征在于， 在所述第I导电型的半导体层与所述第2导电型的集电极层间形成杂质的浓度高于所述第I导电型的半导体层的杂质的浓度的第I导电型的缓冲层。
8.根据权利要求1所述的电力变换用开关元件，其特征在于， 在夹在属于所述第I栅极电极以及所述第2栅极电极的组的同一组的所述第I栅极电极以及所述第2栅极电极间的所述沟道层与所述第I导电型的半导体层的边界部分，形成杂质的浓度高于所述第I导电型的半导体层的杂质的浓度的第I导电型的空穴势皇层。
9.一种电力变换用开关元件，其特征在于，具备: 第I导电型的半导体层，其形成在半导体基板； 第2导电型的沟道区域，其与所述第I导电型的半导体层相接，形成在所述半导体基板的第I表面侧； 栅极电极，其隔着栅极绝缘膜分别与所述第2导电型的沟道区域以及所述第I导电型的半导体层相接地设置； 第I导电型的发射极区域，其一部分隔着所述栅极绝缘膜而与所述栅极电极相接地设置在与所述沟道区域内的所述第I导电型的半导体层分开的位置； 发射极电极，其将所述第I导电型的发射极区域以及所述第2导电型的沟道区域电连接; 第2导电型的集电极层，其与所述第I导电型的半导体层相接，形成在所述半导体基板的第2表面侧；和 集电极电极，其与所述第2导电型的集电极层电连接， 所述栅极电极被分离成被分别提供在驱动定时有时间差的第I驱动信号以及第2驱动信号的第I栅极电极和第2栅极电极，所述第I栅极电极和所述第2栅极电极交替配置在所述半导体基板的第I表面侧。
10.根据权利要求9所述的电力变换用开关元件，其特征在于， 所述第I驱动信号被关断的定时和所述第2驱动信号被关断的定时的时间差为3 μ秒以上。
11.根据权利要求9所述的电力变换用开关元件，其特征在于， 所述第I驱动信号被接通的定时和所述第2驱动信号被接通的定时的时间差为3 μ秒以上。
12.一种电力变换装置，包含如下要素而构成: 一对直流端子； 直交流变换电路，其将使电流通路/断路的2个电流开关元件串联连接在所述直流端子间而构成；和 交流端子，其连接在所述直交流变换电路的所述2个电流开关元件所连接的部位， 所述电力变换装置的特征在于， 所述电流开关元件是权利要求1或权利要求9所述的电力变换用开关元件。
【文档编号】H01L29/739GK104488085SQ201280074588
【公开日】2015年4月1日 申请日期:2012年9月7日 优先权日:2012年9月7日
【发明者】桥本贵之, 森睦宏, 增永昌弘 申请人:株式会社日立制作所