本实用新型涉及集成电路技术领域，具体涉及一种双输出低温漂基准电压源。
背景技术：
电压基准源是模拟集成电路和数模混合电路不可缺少的重要单元电路之一，其通过建立一个与电源和工艺无关，并且具有确定温度特性的直流电压，来为其他电路提供一个参考电压。
随着CMOS工艺的不断进步以及SOC系统的发展需求，基准电压源需要满足多输出、低温漂和低功耗的要求，然而，传统的带隙基准电压源实现多个输出时，需要多个带隙基准源电路，这样大大增加了功耗，要实现低功耗，电路结构复杂，占用芯片面积较大，而且要使用具有双极性的三极管或者二极管，与标准的CMOS工艺不兼容。
技术实现要素：
本实用新型所要解决的是传统基准电压源电路的输出电压值单一，温漂系数和电源电压抑制比较差的问题，提供一种双输出低温漂基准电压源。
为解决上述问题，本实用新型是通过以下技术方案实现的：
一种双输出低温漂基准电压源，包括基准电压源本体，基准电压源本体由并联于电源VDD与地GND之间的启动电路、电流产生电路和双输出基准电压产生电路组成；其中启动电路的输出端接电流产生电路的输入端，电流产生电路的输出端接双输出基准电压产生电路的输入端；所述双输出基准电压产生电路由MOS管M11-M17和电容C1-C3组成；MOS管M11和MOS管M12的源极与电源VDD连接；MOS管M11的栅极与MOS管M12的栅极连接后，作为双输出基准电压产生电路的输入端；MOS管M13的漏极与MOS管M11的漏极连接；MOS管M12的漏极与MOS管M14的漏极连接；MOS管M13的栅极与漏极共接后与MOS管M14栅极连接；MOS管M13的源极与地GND连接；MOS管M14的源极与MOS管M15的漏极连接；MOS管M15的栅极与漏极共接后，经过电容C3与地GND连接；MOS管M15的源极与MOS管M16的漏极连接；MOS管M16栅极与漏极共接后作为整个基准电压源本体的第一输出端，输出基准电压Vref1；电容C2并联于MOS管M17栅极与地GND之间；MOS管M16的源极与MOS管M17的漏极连接；MOS管M17的栅极与漏极共接后作为整个基准电压源本体的第二输出端，输出基准电压Vref2；电容C1并联于MOS管M16栅极与地GND之间；MOS管M17的源极与地GND连接。
上述方案中，双输出基准电压产生电路的MOS管M13是3.3V的MOS管，MOS管M14-M17是1.8V的MOS管。
上述方案中，双输出基准电压产生电路的电容C1-C3为普通电容。
所述启动电路由MOS管M1-M4和电容C0组成；MOS管M1和MOS管M2的源极与电源VDD连接；MOS管M3的源极与地GND连接；MOS管M1的栅极与漏极共接后经电容C0与地GND相接；MOS管M2的栅极和MOS管M3的栅极共接后与MOS管M1的漏极连接；MOS管M2的漏极和MOS管M3的漏极共接后与MOS管M4的源极连接；MOS管M4的栅极与MOS管M3的栅极连接；MOS管M4的漏极作为启动电路的输出端。
上述方案中，启动电路的电容C0为普通电容。
所述电流产生电路由MOS管M5-M10和电阻R0组成；MOS管M5和MOS管M6的源极与电源VDD连接；MOS管M9的源极与地GND连接；MOS管M10的源极经电阻R0与地GND连接；MOS管M5的漏极与MOS管M7的漏极连接；MOS管M7的源极与MOS管M9的漏极连接；MOS管M6的漏极与MOS管M8的漏极连接；MOS管M8的源极与MOS管M10的漏极连接；MOS管M6的栅极与漏极共接后与MOS管M5的栅极连接；MOS管M7的栅极与漏极共接后与MOS管M8的栅极连接；MOS管M9的栅极与漏极共接后与MOS管M10的栅极连接；MOS管M5的漏极作为电流产生电路的输入端，MOS管M6的漏极作为电流产生电路的输出端。
上述方案中，电阻R0为高掺杂多晶硅电阻。
与现有技术相比，本实用新型具有如下特点：
1、由一个3.3V的MOS管及四个1.8V的MOS管及MOS管栅漏相接的输出方式产生双输出的低温漂的基准电压，并大大降低功耗；
2、启动电路及电流产生电路电路较小，大大降低功耗。
附图说明
图1为一种双输出低温漂基准电压源的原理图。
具体实施方式
为使本实用新型的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下结合具体实例，并参照附图，对本实用新型进一步详细说明。
本实用新型提出一种双输出低温漂基准电压源，如图1所示，由并联于电源VDD与地GND之间的启动电路、电流产生电路和双输出基准电压产生电路组成。启动电路，用于在电源上电时提供启动电流，使基准电压源摆脱简并偏置点。电流产生电路，利用共源共栅电流镜提高电源电压抑制比和电压调整率，产生提供双输出基准电压产生电路的输入电流，为基准电压产生电路提供电流。双输出基准电压产生电路，产生低温漂的两个基准电压。
1.启动电路
所述启动电路包括MOS管M1-MOS管M4和电容C0。其中，MOS管M1和MOS管M2的源极与电源VDD连接。MOS管M3的源极与地GND连接。MOS管M1的栅极与漏极共接后经电容C0与地GND相接。MOS管M2的栅极和MOS管M3的栅极共接后与MOS管M1的漏极连接。MOS管M2的漏极和MOS管M3的漏极共接后与MOS管M4的源极连接。MOS管M4的栅极与MOS管M3的栅极连接。MOS管M4的漏极作为输出与电流产生电路连接。在本实用新型优选实施例中，启动电路的电容C0为普通电容。
启动电路，由MOS管M1栅漏短接，构成有源电阻，MOS管M2、MOS管M3构成反相器，用以隔离电源和MOS管M4的源极，经MOS管M4的漏极输出电流，用于在电源上电时使基准源摆脱简并偏置点。电路上电时，电源通过MOS管M1向电容C0充电，此时电容上极板电压为低电平，使得MOS管M3截止，MOS管M2导通，将电流通过MOS管M2、MOS管M4注入到电流产生电路中，电源向电容C0充电完成时，使得电容上极板电压为高电平，使得MOS管M3导通，MOS管M2截止，启动电路与基准源脱离，并将MOS管M4的源极电位被拉低到地，避免了与电源直接接触，减小了启动电路对基准源的影响，此启动电路不需要大电容、大电阻，正常工作无直流电流，减小面积降低功耗。
2.电流产生电路
所述电流产生电路包括MOS管M5-MOS管M10和电阻R0。其中，MOS管M5和MOS管M6的源极与电源VDD连接。MOS管M9的源极与地GND连接。MOS管M5的漏极与MOS管M7的漏极连接。MOS管M6的栅极与漏极共接后与MOS管M5的栅极连接，MOS管M8的漏极与MOS管M6的漏极连接。MOS管M6的漏极作为输出与电压产生电路连接。MOS管M7的栅极与漏极共接后与MOS管M8的栅极连接。MOS管M7的源极与MOS管M9的漏极连接。MOS管M8的源极与MOS管M10的漏极连接。MOS管M9的栅极与漏极共接后与MOS管M10的栅极连接。MOS管M10的源极经电阻R0与地GND连接。在本实用新型优选实施例中，电阻R0为高掺杂多晶硅电阻。
电流产生电路中，利用工作在亚阈值区的MOS管M9、MOS管M10栅源电压差产生偏置电压，再通过电阻R1将偏置电压转化为电流产生电路的偏置电流，再通过共源共栅电流镜将偏置电流复制到基准电压产生电路中。采用共源共栅电流镜起到抑制电源噪声作用。
电流产生电路中，电流产生电路中MOS管均工作在亚阈值区，亚阈值区MOS管的电流是纳安数量级，所以可以用工作在亚阈值区的MOS管得到超低功耗的电路，MOS管工作在亚阈值区的I-V特性可以表示如(1)式：
当VDS大于4倍VT时，可以忽略VDS的影响，工作在亚阈值区的I-V特性可以表示如(2)式：
进而可以得到MOS管的栅源电压如(3)式：
I0为特征电流如(4)式：
μ为MOS管的电子迁移率如(5)式：
μ＝μ0(T0/T)m (5)
VT是热电压如(6)式：
VT＝kBT/q (6)
电阻R1两端的电压等于工作在亚阈值区的MOS管M9的栅源电压与MOS管M10的栅源电压差，可以得到电流产生电路电流ID如(7)式：
式(8)两边同时对温度求导得：
上述式中，ID是MOS管的漏端电流，K＝W/L是MOS管的宽长比；W是MOS管的宽；L是MOS管的长；μ0是参考温度T0下电子迁移率；T0是参考温度；T是绝对温度；m是温度指数；VGS是MOS管的栅源电压；VDS是MOS管的漏源电压；VTH是MOS管的阈值电压；η是亚阈值区斜率因子，取决于栅氧化层和损耗层电容，定为常数；kB是玻尔兹曼常数；q是电子电荷。
3.双输出基准电压产生电路
所述双输出基准电压产生电路包括MOS管M11-MOS管M17和电容C1-电容C3。其中，MOS管M11和MOS管M12的源极与电源VDD连接。MOS管M13和MOS管M17的源极与地GND连接。所述电容C1，并联于基准电压Vref2的输出端与地GND之间。所述电容C2，并联于基准电压Vref1的输出端与地GND之间。MOS管M11的栅极与电流产生电路相连。MOS管M11的栅极与MOS管M12的栅极连接。MOS管M12的漏极与MOS管M14的漏极连接。MOS管M13的漏极与MOS管M11的漏极连接。MOS管M13的栅极与漏极共接后与MOS管M14栅极连接。MOS管M14的源极与MOS管M15的漏极连接。MOS管M15的栅极与漏极共接后，经过电容C3与地GND连接。MOS管M15的源极与MOS管M16的漏极连接。MOS管M16栅极与漏极共接后作为输出端输出基准电压Vref1。MOS管M16的源极与MOS管M17的漏极连接。MOS管M17的栅极与漏极共接后作为输出端输出基准电压Vref2。在本实用新型优选实施例中，电容C1-C3为普通电容。
双输出基准电压产生电路，双输出基准电压产生电路的MOS管M13是3.3V的MOS管，MOS管M14-M17是1.8V的MOS管。通过1.8V的MOS管M17栅漏短接输出双输出基准电压产生电路具有低温漂的第一输出基准电压Vref1，通过3.3V的MOS管M13及1.8V的MOS管M14、MOS管M15电压差及MOS管M16栅漏短接输出双输出基准电压产生电路具有低温漂的第二输出基准电压Vref2。
由电流镜M11、M12复制电流产生电路产生电流ID到基准电压产生电路，通过调整MOS管K11、K12并通过Q倍乘电流进而获得一个双输出基准电压产生电路所需的基准电流I1，因此电流产生电路产生电流ID能为双输出基准电压产生电路中M11-M17提供一个偏置电流，驱动其正常工作。
双输出基准电压产生电路中，双输出的基准电压第一输出电压Vref1如(9)式：
其中阈值电压VTH的表达式如(10)式：
VTH＝VTH0-κT (10)
m＝1则：
对T求导：
令则：
由(14)式可以见得，通过对K9、K10、K17及R1的调整，便可以得到温度系数为零的基准电压Vref1。
双输出的基准电压第二输出电压Vref2如(15)式：
约掉VT
m＝1
对T求导：
因为：VTH＝VTH0-κT
所以
令
求出：
由(22)式可以见得，通过对K9、K10、K13、K14、K15及R1的调整，便可以得到温度系数为零的基准电压Vref2。
在本实用新型优选实施例中，MOS管M13是3.3V的MOS管，MOS管M1-M12和MOS管M14-M17是1.8V的MOS管。MOS管M1、M2、M4、M5、M6、M11和M12为PMOS管，MOS管M3、M7、M 8、M 9、M10、M13、M14、M15、M16和M17为NMOS管。
本实用新型旨在解决现有传统基准电压源电路的输出电压值单一，温漂系数较差、电源电压抑制比较差、芯片面积过大、功耗过大、基准电压精度差、抗干扰能力差、器件与标准CMOS基准电压源不匹配和性能欠佳的问题。主要由三部分构成：(1)启动电路，用于电源上电时提供电流，使基准电压源摆脱简并偏置点，不需要大面积电容、大阻值电阻，正常工作后无直流电流，启动电路和核心电路脱离，减小面积降低功耗。(2)电流产生电路，利用工作在亚阈值区的MOS管栅源电压差产生偏置电压，再通过电阻将偏置电压转化为偏置电流采用共源共栅电流镜起到抑制电源噪声作用。(3)双输出基准电压产生电路，通过1.8V的MOS管M17栅漏短接输出双输出基准电压产生电路具有低温漂的第一输出基准电压Vref1，通过3.3V的MOS管M13及1.8V的MOS管M14、MOS管M15电压差及MOS管M16栅漏短接输出双输出基准电压产生电路具有低温漂的第二输出基准电压Vref2。
0.18-um CMOS工艺标准下，在Cadence Spectre仿真器中，本双输出低温漂基准电压源，Vref1输出在-32—128℃的温度范围内具有25.5ppm/℃的温度系数，电源电压抑制比在低频时为-41.2dB，在高频时为-110.8dB，在0.8V—3.4V电源电压范围内具有1.01％的电源电压调整率；Vref2输出在-32—137℃的温度范围内具有14.4ppm/℃的温度系数，电源电压抑制比在低频时为-50.8dB，在高频时为-115.8dB，在0.8V—3.4V电源电压范围内具有0.9％的电源电压调整率；其功耗为491nW。本实用新型的与传统电路相比较采用1.8V的MOS管栅漏短接输出双输出基准电压产生电路具有低温漂的第一输出基准电压Vref1，采用3.3V的MOS管及1.8V的MOS管电压差通过MOS管M16栅漏短接输出双输出基准电压产生电路具有低温漂的第二输出基准电压Vref2。大大提高基准电压源的精度，功耗极低仅为纳瓦量级、且未使用双极性晶体管与运算放大器，不仅能消除温度变化的影响而且有效减小了版图面积，还能与标准CMOS工艺完全兼容，降低了生产成本，同时具有较高电源电压抑制比、极低电源电压调整率、低温漂系数等的特点。
需要说明的是，尽管以上本实用新型所述的实施例是说明性的，但这并非是对本实用新型的限制，因此本实用新型并不局限于上述具体实施方式中。在不脱离本实用新型原理的情况下，凡是本领域技术人员在本实用新型的启示下获得的其它实施方式，均视为在本实用新型的保护之内。