专利名称：再生信号处理装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及再生信号处理装置，特别是涉及将模拟再生信号变换成数字再生信号，进行自动均衡处理的再生信号处理装置。
以前，在数字信息的记录再生装置或通信装置等中，为了补偿由于上述装置等的特性或传输路径的质量引起的数据错误等的信号恶化，用在传输路径途中或终端上依次地进行自动均衡处理的自动均衡器。
第7图是表示在数字信息的记录再生装置中的已有的再生信号处理装置的构成的方框图。
第7图所示的再生信号处理装置备有模拟/数字变换器(A/D变换器)1，数字相位同步电路(数字PLL)2和自动均衡器9。自动均衡器9进一步备有横向滤波器4和控制装置5。
模拟/数字变换器1将输入到再生信号处理装置的模拟再生信号取样成多值的数字再生信号。数字相位同步电路2生成与包含在上述的数字再生信号中的相位和基准频率成分一致的基准时钟CK(校验位)。横向滤波器4进行数字再生信号的波形均衡处理。控制装置5通过用作为从横向滤波器4的输出均衡波形和上述的均衡波形推定的均衡目标值之间的误差的均衡误差和横向滤波器4的输入数字再生信号，使上述的均衡误差成为最小那样地对作为横向滤波器4的参数的抽头系数进行控制。
下面我们用第7图说明已有的再生信号处理装置的工作。
通过图中未画出的磁头的扫描，读出记录在记录媒体上的数字信息，当将对读出的信号实施强调所定频带的处理后的模拟再生信号输入到模拟/数字变换器1时，该模拟再生信号被变换成多值的数字再生信号。将数字再生信号输入到数字相位同步电路2和自动均衡器9的横向滤波器4。数字相位同步电路2从输入的数字再生信号提取基准时钟CK，将该基准时钟CK输入到模拟/数字变换器1和自动均衡器9。在模拟/数字变换器1和自动均衡器9中将该基准时钟CK用作工作时钟。另一方面，将输入横向滤波器4的模拟再生信号在横向滤波器4中经过均衡处理后输送到解码电路。在上述的均衡处理中通过作为参数的抽头系数对横向滤波器4进行控制。在控制装置5中根据作为输入到横向滤波器4的输入数字再生信号，横向滤波器4的输出信号和以该输出信号为基准推定的均衡目标值之间的误差的均衡误差随时设定该抽头系数。一般地，在控制装置5中，我们用根据最陡下降法使均衡误差的平方平均成为最小那样地依次进行计算的LMS(最小均方)算法。
这里，我们说明均衡目标值的设定方法。均衡目标值是用来设定当进行数字均衡时的均衡器(FIR滤波器)的频率特性的，通常，考虑到输入信号的频率特性进行设定的。
第8(a)图是表示通过将包含在上述的数字再生波形中的基准时钟用作模拟/数字变换器1的工作时钟进行取样时的数字再生波形的一个例子的图。
显示在如第8(a)图所示的波形的上部的1或0的数字排列是作为记录在记录媒体中的代码的记录代码的一个例子，这个记录代码下面的取样点是与这个记录代码对应的取样点。在这个阶段，因为均衡不充分，所以是一种难以输出与短代码对应的再生波形的振幅的状态。为了从如第8(a)图所示的波形求得均衡目标值，进行下面顺序的处理。
首先，为了容易识别将零作为基准时在正的一侧还是在负的一侧，要将输入控制装置5的数据和在一次取样前输入的数据充分地合并在一起(1＋D处理)。实施了这个处理后的取样数据如第8(b)图所示。又，在如第8(b)图所示的波形的上部，显示出进行正是1，负是0那样的判定时的正负判定结果的例子。实际上，通过参照实施了1＋D处理的波形数据的最上面的位来进行判定的。这里，要注意的是如第8(a)图所示的记录代码和如第8(b)图所示的正负判定结果的1和0的数据并列是一致的。因此，当记录代码和正负判定结果一致时，确实地设定的均衡目标值成为可能。因为，所谓的记录代码和正负判定结果一致，就是通过按照顺序跟踪1和0的数据排列，预先明白下面将会出现持有什么样周期的波形。
下面，表示实际上如何分配均衡目标值。对于每次4个取样将正负判定结果合并起来，这个加算结果成为0，1，2，3，4的五个中的任何一个的值，与一个均衡目标值对应地分配这些值。第8(c)图是表示这种样子的图。如第8(c)图所示，正负的加算结果的0到4与水平线A到E对应。分别地0与水平线E，1与水平线D，2与水平线C，3与水平线B，4与水平线A对应。通过实施上述那样的处理，正确地设定均衡目标值成为可能。但是，这里必须注意的是作为根据这个处理设定均衡目标值前提条件，记录代码和正负的判定结果必须一致。即，将包含在再生信号中的基准时钟CK用作模拟/数字变换器1的工作时钟，必须不漏掉数据的取样。在遵守这个条件的限制下，即便发生由于噪声的影响和在光盘上形成凹点引起的不对称，也能够完全不顾这些影响，设定均衡目标值。
如上所述，在已有的再生信号处理装置中，能够通过用数字相位同步电路2提取的基准时钟依次地进行波形均衡处理来补偿信号的恶化。
另一方面，在日本昭和62年公开的62-2724号专利公报中揭示了在用适应型的横向滤波器的波形均衡装置中的横向滤波器的滤波器系数矢量的设定方法，又，在日本平成3年公开的3-100971号专利公报中揭示了可以自动地控制特性参数的自动均衡器。
但是，在上述那样的已有的再生信号处理装置中，因为将从数字相位同步电路2提取的数字再生信号的基准时钟CK供给模拟/数字变换器1和自动均衡器9作为工作时钟，进行模拟数据的再生，所以模拟/数字变换器1和自动均衡器9在进行模拟数据的再生期间，总是连续地工作。即，对作为自动均衡器9的构成要素的横向滤波器4和对横向滤波器4的参数进行控制的控制装置5总是在连续地消耗电力。又，因为自动均衡器9在再生信号处理装置中占有的比例为2成以上，所以不能无视它的电力消耗。
近年来，在数字数据再生装置中，正在进行数据传输速度的高速化，所以必须使再生速度高倍数地提高。加快再生速度，与提高包含在数字再生信号中的基准时钟的频率有关，也与提高模拟/数字变换器1和自动均衡器9的工作时钟的频率有关。这样，高倍速的再生直接与电力消耗的增加有关。又，为了使高倍速的再生稳定，必须确保信号处理的精度和有充分的时间来确实地进行信号处理，由于插入用于确保计算位数和确保位数的延迟元件，不可避免地使电路规模增大。而电路规模的增大就与电力消耗的增大相关。
电力消耗增多意味着容易使在LSI(大规模集成电路)等上进行集成化情形中芯片的温度升高。这种LSI是模拟·数字混载的芯片时，芯片温度上升时，由芯片组成的模拟元件等的特性变得难以满足工作的需要。即，为了充分发挥作为芯片的总体性能，我们希望不仅自动均衡器9而且LSI全体的电力消耗都是很低的。
此外，作为用于实现削减电力消耗和高倍速的再生之间的对应的一种方法，我们可以考虑降低提供给自动均衡器9和模拟/数字变换器1的工作时钟的频率。例如，我们可以考虑作为工作时钟，有由数字相位同步电路2提取的数字再生信号的基准时钟CK的二倍的周期，将二分频时钟作为自动均衡器9和模拟/数字变换器1的工作时钟。将二分频用于工作时钟时，可以使电力消耗降低约一半。与此相伴地，向模拟/数字变换器1提供分频时钟进行工作时使取样数减少到提供给基准时钟CK时的一半。
此外，在已有的技术中，这个取样数的减少会妨碍自动均衡器9的稳定工作。因为，如由上述的均衡目标值的设定方法说明的那样，均衡目标值是利用当用包含在数字再生信号中的基准时钟对模拟/数字变换器1进行取样时的数据的连续性生成的。于是在已有的技术中就存在着由于使取样数减少一半，从而损害数据的连续性，使设定既稳定又可靠的均衡目标值变得很困难，不能进行稳定的均衡处理那样的问题。
本发明的目的就是为了解决上述的问题，提供不降低均衡的性能，而削减电力消耗，也有与高速再生相对应的自动均衡器的再生信号处理装置。
本发明的揭示与本发明的权利要求书的第1项有关的再生信号处理装置是备有对模拟信号进行取样，将它变换成数字信号的模拟/数字变换器，对于上述的数字信号，进行自动均衡处理的自动均衡器，生成与包含在上述的数字信号中的相位和基准频率成分一致的基准时钟的相位同步电路，和生成使上述的基准时钟的周期整数倍的分频时钟，将该分频时钟作为工作时钟输出到上述的模拟/数字变换器和上述的自动均衡器的分频器的再生信号处理装置，上述的自动均衡器是由对上述的数字信号，进行波形均衡处理的横向滤波器，对上述的横向滤波器的输出，为了补插由于用上述的分频时钟进行取样得到的取样数的欠缺的直线补插处理装置，从上述的直线补插处理装置的输出推定均衡目标值，使作为该均衡目标值和上述的横向滤波器的输出之间的误差的均衡误差变为最小那样地，对上述的横向滤波器的参数进行控制的控制装置构成的。
如果根据本发明，可以得到能够实现对通过使用分频时钟代替基准时钟得到的取样点的欠缺进行补插，在维持与使用基准时钟时同等的均衡性能同时又能削减电力消耗又能适应高速再生的效果。
与本发明的权利要求书的第2项有关的再生信号处理装置是在权利要求书的第1项中记载的再生信号处理装置中，上述的直线补插处理装置是由对上述的横向滤波器的输出均衡信号进行分频时钟的1个周期的延迟处理的双稳态多谐振荡器元件，和将该延迟处理后的信号和上述的输出均衡信号加起来的加法器构成的。
如果根据本发明，可以得到能够实现对通过使用分频时钟代替基准时钟得到的取样点的欠缺进行补插，在维持与使用基准时钟时同等的均衡性能同时又能削减电力消耗又能适应高速再生的效果。
与本发明的权利要求书的第3项有关的再生信号处理装置是在权利要求书的第1项中记载的再生信号处理装置中，代替上述的直线补插处理装置，备有对于上述的横向滤波器的输出，对由于用上述的分频时钟进行取样引起的取样数的欠缺进行补插的高次补插处理装置。
如果根据本发明，可以得到能够实现对通过使用分频时钟代替基准时钟得到的取样点的欠缺进行补插，在维持与使用基准时钟时同等的均衡性能同时又能削减电力消耗又能适应高速再生的效果。进一步，本发明可以提高对由于读出磁头的特性恶化使振幅衰减，由于光盘倾斜引起的波形畸变，由于叠加在再生系统上的噪声影响等使再生波形数据的质量恶化的信息恢复能力。
与本发明的权利要求书的第4项有关的再生信号处理装置的特征是在权利要求书的第3项中记载的再生信号处理装置中，上述的高次补插处理装置是由进行分频时钟的1个周期的延迟处理的双稳态多谐振荡器元件，对该延迟处理后的信号，进行抽头系数的加权的多个乘法器，和将上述的多个乘法器的输出信号加起来的加法器构成的。
如果根据本发明，可以得到能够实现对通过使用分频时钟代替基准时钟得到的取样点的欠缺进行补插，在维持与使用基准时钟时同等的均衡性能同时又能削减电力消耗又能适应高速再生的效果。进一步，本发明可以提高对由于读出磁头的特性恶化使振幅衰减，由于光盘倾斜引起的波形畸变，由于叠加在再生系统上的噪声影响使再生波形数据的质量恶化的信息恢复能力。
诸图的简单描述第1图是表示根据本发明的实施形态1的再生信号处理装置的构成的方框图。
第2(a)图是表示使用根据本发明的实施形态1的分频时钟的自动均衡器的输入数字再生信号的一个例子的图。
第2(b)图是表示使用根据本发明的实施形态1的分频时钟的自动均衡器的输出均衡波形的一个例子的图。
第2(c)图是表示使用基准时钟的自动均衡器的输出均衡波形的一个例子的图。
第3(a)图是表示使用根据本发明的实施形态1的分频时钟的自动均衡器的输出均衡波形的一个例子的图。
第3(b)图是表示实施根据本发明的实施形态1的1＋D处理的结果的一个例子的图。
第3(c)图是表示用实施根据本发明的实施形态1的定时调整的波形数据复原的补插波形的一个例子的图。
第4图是表示根据本发明的实施形态2的再生信号处理装置的构成的方框图。
第5图是表示根据本发明的实施形态2的高次补插处理装置的一个例子的图。
第6图是表示作为根据本发明的实施形态2的高次补插处理的一个例子的尼奎斯特补插例的图。
第7图是表示已有的再生信号处理装置的构成的方框图。
第8(a)图是表示在已有的再生信号处理装置中的模拟/数字变换器的输出波形的一个例子的图。
第8(b)图是表示对在已有的再生信号处理装置中的模拟/数字变换器的输出波形实施1＋D处理的结果一个例子的图。
第8(c)图是表示进行在已有的再生信号处理装置中的均衡目标值的设定，实施均衡后的结果的输出波形的一个例子的图。
用于实施本发明的最佳形态(实施形态1)下面，我们参照诸图说明根据本发明的实施形态1的再生信号处理装置。
第1图是表示根据本发明的实施形态1的再生信号处理装置的构成的方框图。
图1所示的再生信号处理装置备有模拟/数字变换器1，数字相位同步电路2，分频器3和自动均衡器8。自动均衡器8进一步备有横向滤波器4，控制装置5和直线补插处理装置6。此外，与第7图相同的标号表示在已有的再生信号处理装置中的同一个部件，并省略对它们的说明。
分频器3对由数字相位同步电路2提取的基准时钟CK进行使该基准时钟CK的周期整数倍的分频处理。直线补插处理装置6由图中未画出的双稳态多谐振荡器元件和加法器构成，通过在模拟/数字变换器1上的取样，用分频时钟CK/N代替基准时钟CK，进行为了补充插取样数欠缺的补插处理。
下面，我们用图1说明再生信号处理装置的工作。
通过图中未画出的磁头的扫描读出记录在记录媒体上的数字信息，将对读出的信号实施强调所定频带的处理的模拟再生信号输入到模拟/数字变换器1，将该信号变换成多值的数字再生信号。将上述的数字再生信号输入到数字相位同步电路2和自动均衡器8的横向滤波器4。数字相位同步电路2从输入的上述的数字再生信号提取基准时钟CK，将该基准时钟CK输入分频器3。分频器3进行使上述的基准时钟CK的周期整数倍的分频处理，输出分频时钟CK/N。在模拟/数字变换器1和自动均衡器8中将该分频时钟CK/N用作工作时钟。这里，N表示分频比，在本实施形态1中分频比N＝2(以下记为“二分频”)。另一方面，将输入到横向滤波器4的数字再生信号经过在横向滤波器4中的均衡处理后传送到解码电路。在上述的均衡处理中，根据作为参数的抽头系数对横向滤波器4进行控制。在控制装置5，根据作为通过横向滤波器4输入的数字再生信号，横向滤波器4的输出信号和均衡目标值之间的误差的均衡误差随时设定该抽头系数。一般地，在控制装置5中，我们用根据最陡下降法使均衡误差的平方平均成为最小那样地依次进行计算的LMS算法。对于横向滤波器4的输出均衡波形，通过将分频时钟CK/N用作上述的工作时钟，取样数比用基准时钟CK时减少。因此，为了防止在控制装置5的均衡目标值的设定变得不稳定，在将横向滤波器4的输出均衡波形输入到控制装置5同时，用直线补插处理装置6对上述的输出均衡波形进行均衡处理，也将通过用分频时钟CK/N对欠缺的取样进行补插的信号输入到控制装置5，与用基准时钟CK的情形相同地使均衡目标值的设定稳定化。
下面，我们用第2(a)图～第2(c)图，和第3(a)图～第3(c)图的波形图等，说明直线补插处理。
第2(a)图～第2(c)图，和第3(a)图～第3(c)图表示了数字再生信号，均衡波形和对上述的均衡波形进行直线补插处理后的波形的一个例子。
第2(a)图是表示数字再生信号的一个例子的图，◇表示在模拟/数字变换器1中，用二分频时钟对模拟再生信号进行取样的点(以下记作“取样点”)。第2(b)图是表示通过横向滤波器4对第2(a)图的数字再生信号进行均衡处理后的均衡波形的图，◇表示波形均衡处理后的取样点。第2(c)图是表示用基准时钟时的均衡波形(理想波形)的图，◇表示在模拟/数字变换器1中将基准时钟用作工作时钟时的取样点。此外，在第2(a)图～第2(c)图中为了容易认识起见加上将取样点连接起来的实线。
通过比较第2(b)图与第2(c)图，我们看到用二分频时钟代替基准时钟时，从模拟/数字变换器1输出的数字再生信号的取样数与分频比的增加相对应地减少。这样的对由于用分频时钟引起的取样点的欠缺进行补充的处理是在直线补插处理装置6中进行的直线补插处理。
第3(a)图～第3(c)图是表示使用二分频时钟进行取样，对实施了均衡处理后的均衡波形进行直线补插处理的一个例子。在第3(a)图中，·表示在模拟/数字变换器1中，用二分频时钟对数字再生信号进行取样的点，○表示使用基准时钟时应该进行取样的点。即，当将基准时钟作为模拟/数字变换器1的工作时钟时，·和○两者都被取样。此外，·和○开始取样化的定时是逆转的。其中，只用·模拟地复原○就是补插处理。首先，在第3(b)图中，用◇表示对第3(a)图的·进行1＋D处理后的结果。这里，进行1＋D处理是，对于受到均衡处理的某个取样点，通过双稳态多谐振荡器元件进行工作时钟的1个周期的延迟处理，并通过加法器将受到均衡处理的取样点加到它上面的处理。具体地说，这是对某个取样点，将它与成为基准的取样点(在第3(a)图中，将最左面的取样点作为基准)之差，加到下一个取样点，即，只延迟了二分频时钟的1个周期的取样点上的操作。第3(c)图的波形是对在第3(a)图中所示的·和在第3(b)图中所示的◇进行定时调整处理得到的，它是补插处理后的波形。此外，在第3(a)图～第3(c)中图为了容易认识波形起见用实线或虚线将取样点连接起来。
下面，我们用第3(c)图说明使用分频时钟时的均衡目标值的设定方法。这个处理是在控制装置5中进行的。
在第3(c)图中，·表示用分频时钟实际地进行取样的数据，◇是直线补插，即将输入到现在的控制装置5的横向滤波器4的输出信号和1个取样前的横向滤波器4的输出信号加起来，实施1＋D处理后的结果。通过对表示这个补插后的取样数据的第3(c)图，实施1＋D处理，对连续的3个·和2个◇实施1＋D处理的结果，进行各个取样的正负的判定，实施与第8(b)图相当的处理。但是，加法结果只利用加法器的最上面的位。通过只将这些加法器的输出结果的最上面的位加起来，因为能够与已有技术所述的相同地分开从0到4的五个等级，所以能够与用基准时钟的情形相同地设定均衡目标值。
根据本实施形态1的再生信号处理装置，如上面说明的那样，通过将模拟/数字变换器1和自动均衡器8中使用的工作时钟用作分频时钟，能够削减电力消耗，进一步，因为与使用基准时钟时比较能够加长在各个构成部分中的处理间隔，所以也能够适应高速再生，并能抑制电路规模的增大。
又，在自动均衡器8上备有直线补插处理装置6，通用分频时钟过代替基准时钟，能够补充欠缺的取样点，使在控制装置5上稳定地进行均衡目标值的设定成为可能，能够保持与用基准时钟情形同等的均衡处理能力。
此外，在根据本实施形态1的再生信号处理装置中，分频比N＝2，但是这只是一个例子，例如也可以令N＝3等。但是，只有在根据补插处理能够与用基准时钟进行取样时相同程度地进行补插的范围内才能够增加分频比。例如，在分频时钟的周期超过再生信号的最小重复周期那样的分频比，不能够进行稳定的均衡处理。
(实施形态2)下面，我们参照诸图说明根据本发明的实施形态2的再生信号处理装置。
第4图是表示根据本实施形态2的再生信号处理装置的构成的方框图。此外，对与上述的实施形态1相同的构成用相同的标号，并省略对它们的说明。
第4图所示的高次补插处理装置7，为了在模拟/数字变换器1中进行取样时，补充由于用分频时钟代替基准时钟引起的欠缺的取样点，进行尼奎斯特补插等的高次补插处理。尼奎斯特补插处理是由进行分频时钟的1个周期的延迟处理的双稳态多谐振荡器元件，对该延迟处理后的信号实施尼奎斯特补插的加权的多个乘法器，和将多个乘法器输出信号加起来的加法器构成的。此外，与在实施形态1中的直线补插处理是用直线进行补插的处理相对，根据本实施形态2的高次补插处理是用2次以上的高次曲线进行补插的处理。
下面，我们用第4图说明再生信号处理装置的工作。此外，关于与上述的实施形态1相同的工作，省略对它们的说明。
高次补插处理装置7起着与实施形态1中记载的直线补插处理装置6同样的作用，即起着当通过将分频时钟用作模拟/数字变换器1和自动均衡器8的工作时钟使取样数减少时，将正好没有信息欠缺那样的波形数据提供给控制装置5的作用。第5图是表示高次补插处理装置7的一个例子的图。高次补插处理装置7，例如，也可以是由延迟元件10a到10f，乘法器11a到11g，加法器12构成的FIR滤波器。C1到C7表示滤波器的加权系数，通过选择第6图所示的尼奎斯特补插特性作为这种系数，实施尼奎斯特补插处理，能够补充随着用分频时钟作为工作时钟产生的欠缺的取样数。这里，第6图的纵轴是加权系数，例如，通过将某点作为滤波器加权系数C1时，将离开这个点在横轴上增加1T的点作为加权系数C2，将进一步增加1T的点作为加权系数C3，能够决定各个加权系数C1到C7。此外，滤波器加权系数是通过电阻等设定的，通过变更电阻值能够变更权重。采用如第5图所示的高次补插处理装置7时，与用直线补插处理装置6时比较，大幅度地提高了对于由于读出磁头的特性恶化引起的振幅衰减，由于光盘倾侧(倾斜)引起的波形畸变，由于叠加在再生系统上的噪声影响等使再生波形数据的质量恶化的信息恢复能力。
根据本实施形态2的再生信号处理装置，如上面说明的那样，因为通过采用高次补插处理装置7，将对由于使用分频时钟引起的信息欠缺进行补插的补插波形提供给控制装置5，可以设定既稳定又适合的均衡目标值，所以即便在用分频时钟的情形中，也能够实现与使用基准时钟的情形同等的均衡性能。
又，通过采用高次补插处理装置7，能够提高对于由于读出磁头的特性恶化引起的振幅衰减，由于光盘倾侧(倾斜)引起的波形畸变，由于叠加在再生系统上的噪声影响等使再生波形数据的质量恶化的信息复原能力。
产业上利用的可能性如上所述，与本发明有关的再生信号处理装置是将模拟再生信号变换成数字再生信号，对这个数字再生信号进行自动均衡处理的再生信号处理装置，适用于对高速再生的再生信号的自动均衡处理，或低电力消耗的自动均衡处理。
权利要求
1.再生信号处理装置，它的特征是它是备有对模拟信号进行取样，变换成数字信号的模拟/数字变换器，对上述的数字信号进行自动均衡处理的自动均衡器，生成与包含在上述的数字再生信号中的相位和基准频率成分一致的基准时钟的相位同步电路，和生成使上述的基准时钟的周期整数倍的分频时钟，将该分频时钟作为工作时钟输出到上述的模拟/数字变换器和上述的自动均衡器的分频器的再生信号处理装置，上述的自动均衡器是由对上述的数字信号，进行波形均衡处理的横向滤波器，对由于用上述的分频时钟对上述的横向滤波器的输出进行取样引起的取样数的欠缺进行补插的直线补插处理装置，和从上述的直线补插处理装置的输出推定均衡目标值，使作为该均衡目标值和上述的横向滤波器的输出之间的误差的均衡误差变为最小那样地，对上述的横向滤波器的参数进行控制的控制装置构成的。
2.再生信号处理装置，它的特征是在权利要求书的第1项中记载的再生信号处理装置中，直线补插处理装置是由对上述的横向滤波器的输出均衡信号进行分频时钟的1个周期的延迟处理的双稳态多谐振荡器元件，和将该延迟处理后的信号和上述的输出均衡信号加起来的加法器构成的。
3.再生信号处理装置，它的特征是在权利要求书的第1项中记载的再生信号处理装置中，备有代替上述的直线补插处理装置，对由于用上述的分频时钟对上述的横向滤波器的输出进行取样引起的取样数的欠缺进行补插的高次补插处理装置。
4.再生信号处理装置，它的特征是在权利要求书的第3项中记载的再生信号处理装置中，上述的高次补插处理装置是由进行分频时钟的1个周期的延迟处理的双稳态多谐振荡器元件，对该延迟处理后的信号进行抽头系数的加权的多个乘法器，和将上述的多个乘法器的输出信号加起来的加法器构成的。
全文摘要
本发明提供不降低均衡性能,而削减均衡处理时的电力消耗,也适应于高速再生的再生信号处理装置。该再生信号处理装置备有将分频时钟用作工作时钟进行均衡处理,又,为了对由于使用上述的分频时钟引起欠缺的信息进行补充的直线补插处理装置(6)。
文档编号G11B20/10GK1327588SQ00802127
公开日2001年12月19日 申请日期2000年9月8日 优先权日1999年9月8日
发明者佐藤慎一郎 申请人:松下电器产业株式会社