专利名称：传送线路和半导体集成电路装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及处理微米波带域、毫米波带域中的高频信号的传送线路和具有传送线路的半导体集成电路装置。
背景技术：
目前，在把微米波带域、毫米波带域等中的高频信号用作载波的通信装置中，作为向有源器件供电用的偏压供给电路，一般利用微波传输带线路或共面线路等传送线路。
图22(a)、(b)分别是表示一般的微波传输带线路、共面线路的结构的截面图。
如图22(a)中所示，微波传输带线路具有介电体基板101，设在介电体基板101的上面的信号配线102，和设在介电体基板101的下面，隔着介电体基板101与信号配线对向的接地导体层103。
如图22(b)中所示，共面线路具有介电体基板101，设在介电体基板101的上面的信号配线102，和设在介电体基板101的上面，以规定的间隔在其宽度方向上与信号配线102相对的一对接地导体层104。
而且，在通信装置的主信号电路中，向主信号电路供给共同的电压用的任意个数的偏压端子经由图22(a)、(b)中所示的具有传送线路的偏压供给电路电气上连接。此通信装置往往由作为把传送线路、有源元件、无源元件设在共同的介电体基板上的半导体集成电路装置的微波单片集成电路(以下称为MMIC)和附设于其上的周边电路来构成。
一般来说，在作为通信装置的模块内，有必要有效地传送载波。因此，在MMIC或周边电路中也传送载波的部位中，有必要构成这些电路的介电体基板由低损失的材料来构成，或信号配线由高导电率(低电阻)的材料来构成等。
因此，把作为低损失的材料的砷化镓等用作介电体基板材料，把传送线路、有源元件、无源元件设在共同的介电体基板上的MMIC也是公知的。
图23是表示作为第一现有例的高频放大器发挥功能的模块中的输出侧的电路构成的电路图。在该图中所示的模块内，MMIC具有主信号电路110，该主信号电路110包括有源元件111，输出端子Tout，相互电气上连接有源元件111与输出端子Tout的主信号线路112a、112b，和DC阻塞电容器118。在像这样构成的MMIC中，在主信号电路110中靠有源元件111放大由输入部(未图示)所接收的输入信号等后，使有源元件111的输出信号通过主信号线路112a、112b从输出端子Tout输出。此外，MMIC具有从主信号线路112a、112b的中间部位分支的短路短截线113，夹设于短路短截线113与接地导体之间的第一偏压电容器114。进而，在整个模块上设有把电源电压供给到MMIC用的偏压供给电路120A，该偏压供给电路120A具有供给DC的电源电压用的偏压端子Tvd，两个串联连接的传送线路115和传送线路116，以及夹设于传送线路115与传送线路116的连接点与接地导体之间的第二偏压电容器117。
这里，短路短截线113，在RF(无线频率)带域中，相对主信号电路110作为匹配电路发挥功能，并且还作为偏压供给电路120A的一部分发挥功能。第一偏压电容器114的电容值C1设定成设计频带中所包括的高频信号被短路处理。第二偏压电容器117的电容值C2设定成低频带中所包括的高频信号被短路处理的大值，在此例子中，作为芯片电容器外附。
一般来说，在通信装置中，如果在从主信号电路110到偏压端子Tvd之间的偏压供给路径(偏压供给电路120A)中高频信号不被短路处理，则存在着高频信号泄漏到偏压供给电路120A的危险。例如，在多级放大器中，如果构成偏压供给电路的传送线路以引起从后级放大器向前级放大器正反馈的状态连接，则存在着引起寄生振荡的危险。因此，在图23中所示的模块中，在作为构成偏压供给电路的传送线路的一部分的传送线路115的两端与接地导体之间，分别设置偏压电容器114和117以便成为分流的配置，有有源元件111放大的可能性的所有频率成分的高频信号都被短路处理。
但是，上述现有的传送线路或具有传送线路的通信装置中还有很多尚待解决的课题。
例如，在图23中所示的模块(放大器)中，在从主信号电路110到偏压端子Tvd之间的偏压供给路径中不能满足有有源元件111放大可能性的所有频率成分的高频信号都被充分短路处理的条件。因此，存在着不满足由传送线路所连接的各元件间或各端子间的高频分离特性这样的问题。具体地说，将要短路处理几十MHz左右的低频带域的所设计的高电容值的芯片电容器(例如图23中所示的第二偏压电容器117)因为具有接地电容等寄生成分故在几GHz左右以上的高频带域进行短路处理是困难的。因此，在后级的有源元件与前级的有源元件连接于同一偏压供给电路这种一般的多级串联的放大元件结构中，产生正反馈引起的寄生振荡的危险。这在后级的有源元件中所放大的高频信号中向输出侧的偏压供给电路泄漏，如果未被短路处理的成分向前级的有源元件并在经由偏压供给电路成为正反馈的条件下被输入，则产生寄生振荡。
此外，有时例如因第一偏压电容器114的电容与偏压供给电路的传送线路115、116具有的感应而产生共振。此时，因为在传送线路115中成立驻波而引起放射，故存在着在共振频率处与周边电路产生意外结合的危险。此外，连接于短路短截线113的主信号电路110中的信号的通过特性在共振频率处无意图改善。因此，作为整个放大器的特性也在共振频率处发生不需要的增益的峰值。
图24是表示作为第二现有例的，附加上述共振的Q值降低用的结构的高频放大器(模块)中的输出侧的电路构成的电路图。如图24中所示，此MMIC构成为在偏压供给电路120B的传送线路115a与传送线路115b之间，通过插入电阻值R1的电阻体119，使低频成分衰减以便改善不稳定性。
但是，在图24中所示的构成中，为了去除低频成分有必要把电阻体119的电阻值设定得大些，在此场合，从偏压端子Tvd所供给的电源电压的电压降加大。也就是说，为了使MMIC的驱动电压降低，存在着招致使MMIC中的放大效率恶化等的问题。
图25是表示作为第三现有例的，附加共振的Q值降低用的另一种结构的高频放大器(模块)中的输出侧的电路构成的方框电路图。此高频放大器在文献(参照チエン等著“One Watt Q-Band Class APseudomorphic HEMT MMIC Amplifier”，1994年IEEE MTT-S文摘p.p.805～808)中公开。在此电路构成例中，把偏压供给电路120C取为靠RC串联电路123在该偏压供给电路120C中并联地进行短路处理的方法。在图25的高频放大器的输出电路中，与图23的高频放大器的输出电路不同之处在于，在图23的高频放大器的输出电路中，在两端连接分流的电容器(第一偏压电容器114与第二偏压电容器117)的传送线路115，在图25的高频放大器的输出电路中，分割成传送线路115a、115b，在两个传送线路115a、115b的连接点处，追加第三偏压电容器122用分流的配置连接。此外，在两个传送线路115a、115b的连接点与第三偏压电容器122之间，配置着电阻值R2的电阻体121这一点也是与图23的高频放大器的输出电路不同之处。换句话说，在图25的高频放大器的输出电路中，作为稳定化电路发挥功能的RC串联电路123新插入在偏压供给电路120C的一部分与接地导体之间。
这里，第三偏压电容器122的电容值C3设定成未被第一、第二偏压电容器114、117所短路的中间频带的高频信号被短路。此外，设有电阻体121是因为降低低于设计频带的低频带域的高频信号中的无用增益，提高高频放大器的稳定度，给中间频带的高频信号赋予损失进行短路处理的缘故。
但是，在图25中所示的高频放大器中，为了短路处理中间频带的高频信号必须在图23中所示的高频放大器上追加配置具有足够电容值的偏压电容器122和电阻体121，招致整个模块的电路面积的增大，因而不优选。
此外，在把微波传输带线路用作传送线路的高频放大器中，作为接地电路还必须追加配置通孔(辅助孔)，使电路面积进一步增大，是不优选的。
此外，在图25中所示的高频放大器中，如果把RC串联电路123接近于其他电路元件配置，则产生与邻接的其他电路(例如主信号电路110)的电磁性结合，存在着高频放大器变得不稳定的危险，虽然为了避免这种情况也考虑把RC串联电路123远离主信号电路110配置的方法，但是这样一来，进一步增大电路面积，所以不优选。
上述这种问题，不仅是对放大器，也是对混合器、频率倍频器、开关、衰减器、分频器、正交调制器等所有半导体集成电路装置共同的问题。
发明内容
本发明的目的在于提供一种能够改善连接于传送线路的端子彼此间的高频分离特性的传送线路和半导体集成电路装置。
为了实现这些目的，根据本发明的传送线路具有信号配线、夹着介电体层而与前述信号配线对向的电阻层、以及电连接于前述电阻层的接地导体，在前述信号配线上传送规定频率的高频信号之际，把经由因前述介电体层在前述信号配线与前述电阻层之间所形成的电容器而在前述电阻层中诱导的高频电流在前述电阻层和前述电阻层与前述接地导体之间流动之际发生的每单位长度的电阻定义成附加电阻，在把前述高频电流在前述接地导体中流动之际发生的每单位长度的电阻定义成接地电阻，此时，前述附加电阻大于前述接地电阻。这里，单位长度的长度方向，意味着信号的传送方向。如果制成这种构成，则由于在传送线路中，靠信号配线和电阻层的隔着介电体层相互相对向的部分，形成电容与电阻组成的多个RC串联成分并联地配置的电路，所以在传送线路中流动的信号的高频成分衰减。因而，在把通过此传送线路供给偏压的偏压供给电路连接于处理高频信号的电路的场合，可以有效地降低从该电路泄漏到偏压供给电路的高频电力。换句话说，可以提高传送线路所连接的端子间的高频分离特性。
前述电阻层的长度也可以是前述高频信号的上限频率的信号的有效波长λ的1/16以上。如果制成这种构成，则可以按分布常数处理信号配线与电阻层之间所形成的电容与附加电阻。
也可以是构成前述电阻层的材料的导电率小于前述接地用导体的导电率。如果制成这种构成，则通过采用此条件，可以把对本发明的传送线路所附加的每单位长度的附加电阻设定成大于传送线路中的每单位长度的因接地用导体而产生的电阻。
优选构成前述电阻层的材料的导电率为1×103S/m以上1×107S/m以下。
优选构成前述电阻层的材料的导电率为1×103S/m以上1×105S/m以下。
也可以前述电阻层由从铬、镍铬合金、铁—铬合金、铊、铬—氧化硅复合体、钛、含有杂质的半导体，以及多晶硅的多晶或非晶质半导体当中所选择的至少一种材料来构成。如果制成这种构成，则可把电阻层中产生的附加电阻设定得高些。
也可以前述电阻层的宽度大于前述信号配线的宽度。
也可以前述电阻层跨越其整个宽度与前述信号配线对向形成。如果制成这种构成，则因为信号配线在宽度方向上全面地与电阻层相对，故从信号配线向接地导体层泄漏的电场分布受到抑制，结果，传送线路所连接的端子间的高频分离特性的提高效果变得更大。
也可以在前述介电体层的上面形成前述信号配线，在前述基板与前述介电体层之间形成前述电阻层，在前述基板的下面形成前述接地导体，前述电阻层靠贯通前述基板的贯通导体连接于前述接地导体。如果制成这种构成，则可以得到适于具有微波传输带线路结构的高频电路的传送线路。
也可以前述贯通导体形成在前述电阻层的边缘部。如果制成这种构成，则由于在电阻层中所诱导的高频电流的流路变长，所以可以加大每单位长度的附加电阻。
也可以多个前述贯通导体有间隔地在前述电阻层的长度方向上形成。如果制成这种构成，则可以更加按分布常数配置信号配线与电阻层之间所形成的电容与附加电阻。
也可以在前述介电体层的上面形成前述信号配线，在前述基板与前述介电体层之间形成前述电阻层，在前述介电体层的上面形成前述接地导体，前述电阻层靠贯通前述介电体层的贯通导体连接于前述接地导体。如果制成这种构成，则可以得到适于具有共面线路结构的高频电路的传送线路。
也可以在前述基板与前述介电体层之间形成前述信号配线，在前述介电体层的上面形成前述电阻层，在前述介电体层的上面形成前述接地导体以便连接于前述电阻层。如果制成这种构成，则可以省略贯通导体。
此外，根据本发明的半导体集成电路装置具有配置一个以上的有源元件的主信号电路、和具有传送线路并通过该传送线路把偏压供给到前述主信号电路用的偏压供给电路，前述传送线路的至少一部分由权利要求8所述的传送线路来构成。如果制成这种构成，则可以有效地降低从主信号电路泄漏到偏压供给电路的不需要的(频带的)高频电力，结果，半导体集成电路装置的稳定动作成为可能。此外，由于靠此传送线路，不设置大的电容器而可以发挥上述效果，所以可以谋求半导体集成电路装置的小型化。
也可以是，前述传送线路具有连接于前述主信号电路的第一传送线路和连接于前述第一传送线路的第二传送线路，前述第一传送线路由共面线路或微波传输带线路来构成，前述第一传送线路由前述传送线路的至少一部分来构成，前述第一传送线路的前述主信号电路侧的端经由偏压电容器连接于接地端子。如果制成这种构成，则可以更加合适地抑制电路面积的增大，有效地降低从主信号电路泄漏到偏压供给电路的不需要的(频带的)高频电力。
也可以是，前述半导体集成电路装置为作为前述一个以上有源元件有一个放大用晶体管的一级高频放大器，前述偏压供给电路为相比于前述主信号电路的前述有源元件作为前级侧的输入侧电路、与相比于前述主信号电路的前述有源元件作为后级侧的输出侧电路中的至少一个偏压供给电路。如果制成这种构成，则可以降低从主信号电路泄漏到偏压供给电路的不需要的频带的高频电力，可进行稳定动作。
也可以是，前述半导体集成电路装置为作为前述一个以上有源元件具有多个放大用晶体管的多级高频放大器，前述偏压供给电路为相比于前述主信号电路的前述有源元件作为前级侧的输入侧电路、相比于前述主信号电路的前述有源元件作为后级侧的输出侧电路、和所述多个放大用晶体管间的级间电路中的至少一个偏压供给电路。如果制成这种构成，则可以抑制因从主信号电路泄漏到偏压供给电路的高频电力的向前级的正反馈引起的寄生振荡。
再者，虽然这里有源元件限定于放大用晶体管，但是不限于放大，以高频信号的振幅、相位的控制为目的而使用的所有晶体管当然也属于。
本发明的上述目的、其他目的、特征和优点，在参照附图之下，从以下的最佳实施方式的详细的说明可以看出。
图1是表示根据本发明的第一实施方式的传送线路的结构的截面图。
图2是表示图1的传送线路的平面结构的俯视图。
图3是表示本发明的第一实施方式中的实施例1的传送线路的通过损失的频率依存性的曲线图。
图4(a)是现有的传送线路的等效电路图，图4(b)是本发明的传送线路的等效电路图。
图5是概略地表示根据本发明的第二实施方式的传送线路的构成的截面图。
图6是表示图5的传送线路的平面结构的俯视图。
图7是表示本发明的第二实施方式中的实施例2的传送线路的通过损失的频率依存性的曲线图。
图8是表示本发明的第二实施方式中的实施例3的传送线路的通过损失的频率依存性的曲线图。
图9是表示本发明的第二实施方式中的实施例4的传送线路的通过损失的频率依存性的曲线图。
图10是表示本发明的第二实施方式中的实施例5的传送线路的通过损失的频率依存性的曲线图。
图11是表示根据本发明的第三实施方式的传送线路的通过损失的频率依存性的曲线图。
图12是概略地表示根据本发明的第三实施方式的实施例6的传送线路的构成的截面图。
图13是表示根据本发明的第四实施方式的、作为高频放大器发挥功能的半导体集成电路中的输出电路和偏压电路的构成的电路图。
图14是概略地表示根据本实施方式的作为GaAs类MMIC的一级放大器总体的平面结构之一例的方框图。
图15是概略地表示图25中所示的现有的MMIC总体的平面结构之一例的方框图。
图16是就稳定系数K的频率依存性比较本发明的第四实施方式中的实施例7的高频放大器与比较例2的高频放大器的曲线图。
图17是就小信号增益的频率依存性比较本发明的第四实施方式中的实施例7的高频放大器与比较例2的高频放大器的曲线图。
图18是就稳定系数K的频率依存性比较本发明的第四实施方式中的实施例7的高频放大器与比较例3的高频放大器的曲线图。
图19是就小信号增益的频率依存性比较本发明的第四实施方式中的实施例7的高频放大器与比较例3的高频放大器的曲线图。
图20是就稳定系数K的频率依存性比较本发明的第四实施方式中的实施例7的高频放大器与比较例4的高频放大器的曲线图。
图21是就小信号增益的频率依存性比较本发明的第四实施方式中的实施例7的高频放大器与比较例4的高频放大器的曲线图。
图22(a)是概略地表示现有的微波传输带线路的结构的截面图，图22(b)是概略地表示现有的共面线路的结构的截面图。
图23是表示作为第一现有例的、作为高频放大器发挥功能的模块中的输出侧的电路构成的电路图。
图24是表示作为第二现有例的、附加有共振的Q值降低用的结构的高频放大器中的输出侧的电路构成的电路图。
图25是表示作为第三现有例的、附加有共振的Q值降低用的另一种结构的高频放大器中的输出侧的电路构成的方框电路图。
具体实施例方式
下面，参照附图就本发明的实施方式进行说明。
(第一实施方式)图1是表示根据本发明的第一实施方式的传送线路的结构的截面图，图2是表示图1的传送线路的平面结构的俯视图。
如图1中所示，本实施方式的传送线路，具有介电体基板1；设在介电体基板1的上面的介电体膜2；设在介电体膜2的上面的信号配线3；夹在介电体基板1与介电体膜2之间，隔着介电体膜2与信号配线3对着的电阻层4；设在介电体膜2的下面的接地导体层11；以及贯通介电体膜2相互连接电阻层4与接地导体层11的贯通导体6。
如图2中所示，信号线3和电阻层4，同时，形成为带状，在俯视中，信号线3形成为位于电阻层4的宽度内。贯通导体6具有圆柱形状，在电阻层4的边缘部在该电阻层4的长度方向上以规定的间距形成。
信号配线3连接于外部电路。而且接地导体层11经由焊锡12在其整个面上连接于外部高频地线13，接地导体层11的高频接地功能被强化。
接下来，详细说明给本发明赋予特征的电阻层4和贯通导体6。
在本发明中，优选是在电阻层4与信号配线3之间所形成的电容的值(以下作为每单位长度的传送线路的值表达它并称为Cadd)，与在电阻层4中诱导的电流通过贯通导体6流入接地导体层11之际的电阻(附加电阻以下用每单位长度的传送线路的值表达它并称为Radd)按分布常数来配置，更详细地说电阻层4的长度，优选设定成Cadd和Radd相对所传送的信号看成按分布常数来配置的长度。也就是说，此电阻层4的长度是，在将有可能在此传送线路传送的高频信号的上限频率的信号的、考虑了介电体膜2的介电率的有效波长取为λ的场合，优选下限值是λ/16以上。再者，上限值为等于传送线路的长度的长度。传送线路的长度，在本实施方式中，实际上意味着信号配线3的长度。这里，虽然由于所谓高频是放大器能够放大的频率，所以其值因使用的晶体管而不同，但是是指1MHz以上1THz以下的频率的电磁波的总称。
虽然通电电极6的个数最低可以为1，但是在多个的场合，优选是尽可能减小其间距。这是因为Cadd和Radd更加按分布常数来配置的缘故。
Radd有必要大于接地导体层11的电阻(接地电阻)。这可以通过适当设定接地导体层11和贯通导体6的导电率和形状来实现。
在基于导电率的设定的场合，构成电阻层4的电阻体的导电率设定成低于接地导体层11的导电率。具体地说，构成电阻层4的电阻体的导电率优选是1×103S/m以上1×107S/m以下，更优选是1×103S/m以上1×105S/m以下。
具体地说，优选是由金等高导电率的材料来构成接地导体层11，由低导电率的电阻体，也就是，铬、镍铬合金、铁—铬合金、铊、铬—氧化硅复合体、钛、含有杂质的半导体，多晶硅等的多晶半导体膜或非晶质半导体膜等低导电率的材料组成的电阻体来构成电阻层4。
此外，也可以同样地设定贯通导体6的导电率。
在基于形状的设定的场合，例如，电阻体电容层4的厚度减薄。此外，贯通导体6设置成位于电阻层4的尽可能边缘的一方。
而且，也可以设定成减小贯通导体6的截面积。而且也可以加长贯通导体6的长度。
〔实施例1〕作为本发明的第一实施方式中的实施例1，在以下条件下作成图1中所示的结构的传送线路。由厚度500μm、介电率13的砷化镓(GaAs)基板来构成介电体基板1，由厚度1μm、介电率7的氮化硅(SiN)膜来构成介电体膜2，由导电率3×107S/m、厚度5μm的金来构成信号配线3与接地导体层5。此外，在由砷化镓组成的介电体基板1的表面的正下形成厚度0.2μm、导电率4×104S/m的杂质扩散层，把此杂质扩散层用作电阻层4。信号配线3的宽度取为20μm，电阻层4的宽度为100微米，在俯视中配置成信号配线3的中心线与电阻层4的中心线一致。由金形成贯通介电体基板1的半径5μm的贯通导体6，以100μm的间距连接接地导体层11与电阻层4，短路处理电阻层4。
图3是表示实施例1的传送线路的通过损失的频率依存性的曲线图。图3中的纵轴表示在高频信号通过时传送线路中产生的实际损失，成为在最大可用功率增益乘以-1的值。
如图3中所示，本实施例的传送线路每5mm长度的通过损失在1GHz下为1.4dB，在5GHz下为15.0dB，在10GHz下为30.6dB。另一方面，由于在一般的微波传输带线路中，1GHz～10GHz的频带中损失几乎没有变化，所以本实施例的传送线路特别被确认有选择地衰减高频信号。
由此，通过本实施方式的传送线路，可以不衰减直流电力，而衰减高频电力。也就是说，由于通过把本实施方式的传送线路配置于偏压电路，可使从配置有源元件的主信号电路向周边电路泄漏的高频电力衰减，所以具有高频分离特性优秀的偏压供给电路，可实现高频特性上优秀的半导体集成电路的构成。
〔本发明的原理〕接下来，就本发明的传送线路中的高频信号衰减的原理进行说明。图4(a)是现有的传送线路的等效电路图，图4(b)是本发明的传送线路的等效电路图。
如图4(a)中所示，现有的传送线路的高频区中的等效电路，成为在每单位长度的信号配线(图22中所示的信号配线102)与接地导体层(图22中所示的接地导体层103)之间的电容Cd与表示信号传送时的每单位长度的信号相位变化的电感Ld各自分布地存在的电路。
另一方面，如图1中所示，在本发明的传送线路中，在信号配线3与接地导体层11之间夹着由导电率低的电阻体组成的电阻层4。在图2中所示的传送线路的长度方向上，在电阻层4和信号配线3的相对向的部分彼此之间每单位长度产生Cadd的电容，在信号布线3每单位长度产生Ld的电感，在电阻层4上产生每单位长度Radd的电阻。而且，由于在传送线路的长度方向上，此电阻Radd夹在接地导体(接地导体层11)与电容Cadd之间，所以信号的衰减功能提高。在此场合，信号配线3与电阻层4的相对向的部分没有明确地区划，是连续的。但是，如图1中所示在贯通导体6以规定的间距设置的场合，在每个贯通导体6上，可以认为存在着用图4(b)中所示的Ld、Cadd和Radd的等效串联电路所表示的部分。
这里，信号配线3与电阻层4之间的电容Cadd作为分流的电容器发挥功能。电容阻断比根据其电容量确定的特定的频率(可以称为截止频率)还低的频率的信号，如果考虑作为使截止频率以上的高频带的信号通过的高通滤波器而发挥功能，则明白了在使作为本发明的效果的功率衰减效果维持到低频带上，电容Cadd的值设定得高些是有效的。
而且，为了把电容Cadd的值设定得高些，把构成介电体膜2的材料的介电率设定得高些，把介电体膜2的厚度设定得薄些，把信号配线3和电阻层4的宽度设定得宽些是有效的。
另一方面，电阻值Radd依存于电阻层4的薄片电阻，也就是构成电阻层4的材料的导电率和电阻层4的厚度。此外，还大大依存于从作为信号配线3与电阻层4之间的电容器而发挥功能的区域到连接于接地导体层11的区域的距离。此外，还依存于贯通导体6的电阻值。进而，还依存于贯通导体6的长度。
(第二实施方式)图5是概略地表示根据本发明的第二实施方式的传送线路的构成的截面图，图6是表示图5的传送线路的平面结构的俯视图。
如图5中所示，本实施方式的传送线路具有介电体基板1；设在介电体基板1的上面的介电体膜2；设在介电体膜2的上面的信号配线3；夹在介电体基板1与介电体膜2之间隔着介电体膜2与信号配线3对着的电阻层4；设在介电体膜2的上面，与信号配线3以规定的间隔在其宽度方向上对着的一对接地导体层5；以及贯通介电体膜2相互连接电阻层4与接地导体层5的贯通导体6。
如图6中所示，信号线3和电阻层4一起形成带状，在俯视中，信号线3形成为位于电阻层4的宽度内。贯通导体6在电阻层4的边缘部在该电阻层4的长度方向上以规定的间距形成。接地导体层5平行于信号配线3形成。
除此以外的方面，与第一实施方式是同样的。
〔实施例2〕作为第二实施方式中的实施例2，作成图5的构成的传送线路。在本实施例中，把信号配线3、介电体膜2、介电体基板1和接地导体层11的厚度或材质取为与第一实施方式的实施例1相同，把贯通导体6的直径，材料和间距取为与第一实施方式的实施例1相同。而且，在信号配线3的两侧跨越长度5mm形成宽度20mm的接地导体层5。信号配线3与接地导体层5之间的距离取为30μm。此外，接地导体层5与外部高频地线(未图示)之间，由多个引线结合以每200μm间隔电气上连接，强化接地导体层5的高频接地功能。
图7是表示实施例2的传送线路的通过损失的频率依存性的曲线图。图7中的纵轴表示在高频信号通过时在传送线路中产生的实际损失，成为在最大可用功率增益上乘以-1的值。
如图7中所示，实施例1的传送线路的通过损失，在1GHz下为1.1dB，在5GHz下为14.2dB，在10GHz下为30.4dB。
〔比较例1〕为了与实施例1的通过损失的比较，作成比较例1的传送线路。在比较例1的传送线路中，不设图5中所示的电阻层4或贯通导体6，也就是说，仅取为图22中所示的一般的共面线路的结构，其他构件的材质或尺寸取为与实施例2同样。比较例1的传送线路每5mm长度的损失，在1GHz下为0.1dB，在5GHz下为0.2dB，在10GHz下为0.3dB。
根据此比较例1与实施例2的比较的结果，确认实施例2衰减高频信号。此外，在实施例2与比较例1的各传送线路之间，不用说直流电阻值上没有变化。
这样一来，在本实施例中，可以得到与第一实施方式的实施例1几乎同样的高频衰减特性，表示通过电阻层4与接地导体层5的连接方法的变化也可以维持本发明的作用效果。
其次，基于在实施方式1中所述的本发明的原理实际上使电容Cadd与电阻值Radd的值变化，得到本实施方式的传送线路的有利的效果的各实施例示于以下。
〔实施例3〕作为第二实施方式中的实施例3，作成把实施例2中的信号配线3的宽度取为50μm，把电阻层4的宽度取为100μm的传送线路。信号配线2与接地导体层5之间的距离取为15μm。其他条件与实施例2是同样的。
图8是表示实施例3的传送线路的通过损失的频率依存性的曲线图。图8中的纵轴表示在高频信号通过时在传送线路中产生的实际损失，成为在最大可用功率增益上乘以-1的值。
如图8中所示，实施例3的传送线路每5mm长度的传送损失，在1GHz下为2.1dB，在5GHz下为15.2dB，在10GHz下为29.2dB。这里，对1GHz的传送损失增加是因为通过信号配线3的宽度的增大在与电阻层4之间产生的电容增加，即使对低频带的信号也很强地发挥本发明的作用效果的缘故。另一方面，对10GHz的传送损失与实施例1相比有所减少是因为通过随着信号配线3的宽度的增加信号配线3与电阻层4相对向的区域的面积增大，该对向区域与电阻层4当中的除了对向区域外的区域的宽度减少，在被短路处理前由高频信号施加的电阻值减少所致。
〔实施例4〕作为第二实施方式中的实施例4，制成把实施例2中的介电体膜2的厚度仅信号配线3与电阻层4对着的区域从1μm向0.2μm减薄的传送线路。把实施例2中的信号配线3的宽度取为50μm，把电阻层4的宽度取为100μm。信号配线2与接地导体层5间的距离取为15μm。其他条件与实施例2是同样的。
图9是表示实施例4的传送线路的通过损失的频率依存性的曲线图。图9中的纵轴表示在高频信号通过时在传送线路中产生的实际损失，成为在最大可用功率增益上乘以-1的值。
如图9中所示，实施例4的传送线路每5mm长度的传送损失，在1GHz下为2.8dB，在5GHz下为18.2dB，在10GHz下为33.2dB。这里，本实施例中的传送损失增加是因为通过信号配线3与电阻层4之间的距离的减小，在信号配线3与电阻层4之间产生的电容增加，本发明的作用效果增大的缘故。
〔实施例5〕作为第二实施方式中的实施例5，制成把实施例2中的介电体膜2从氮化硅膜变更成钛氧化锶膜的传送线路。其他条件与实施例2是同样的。
图10是表示实施例5的传送线路的通过损失的频率依存性的曲线图。图10中的纵轴表示在高频信号通过时在传送线路中产生的实际损失，成为在最大可用功率增益上乘以-1的值。
如图10中所示，实施例5的传送线路每5mm长度的传送损失，在1GHz下为18.2dB，在5GHz下为36.1dB，在10GHz下为50dB。这里，在本实施例的传送线路中，特别是对1GHz的传送损失增加是起因于介电体膜2的介电率与在实施例2中为7者相比，在本实施例中增大到150，在信号配线3与电阻层4之间产生的电容增大。
从以上的实施例3～5的结果可以看出，越增加电容Cadd，传送线路中的高频信号的损失越增加这一本发明的效果得以增大被证实。
(第三实施方式)图11是概略表示根据本发明的第三实施方式的传送线路的构成的截面图。
如图11中所示，本实施方式的传送线路具有介电体基板1；设在介电体基板1的上面的信号配线3；设在介电体基板2的上面并覆盖信号配线3的介电体膜2；隔着该介电体膜2与信号配线3对着配置于介电体膜2的上面的电阻层21；连接于电阻层21地设在介电体膜2的上面的第一接地导体层22；以及设在介电体基板1的下面的第二接地导体层23。也就是说，本实施方式的传送线路可以说把在介电体膜2的上面设置信号配线3在介电体膜2的下面设置电阻层4的第二实施方式的传送线路的结构逆转，可以得到在介电体膜2的下面设置信号配线3，在介电体膜2的上面设置电阻层21者。
在本实施方式中，通过在形成电阻层21后形成接地导体层22，在接地导体层22与电阻层21重叠配置的区域Rov在介电体膜2的上面形成。在本实施方式中，此重叠区域Rov的宽度取为例如10μm。在此重叠区域Rov中进行电阻层21与接地导体22之间的电气上连接。因而，在本实施方式中，高频接地用的贯通导体成为不需要的。
此外，第一接地导体层22与第二接地导体层23靠未图示的通孔等连接。第二接地导体层23在本发明的构成上不是必须的要素。但是，在本实施方式的传送线路所用的高频放大器中，由于一般来说在介电体基板1的下面设置接地导体层，所以像本实施方式那样，通过设置第二接地导体层23可以使本实施方式的传送线路容易地适用于高频放大器。
除此之外的方面与第一实施方式是同样的。
〔实施例6〕作为第三实施方式中的实施例6作成图11的构成的传送线路。在本实施例中，把介电体基板1和介电体膜2的材料取为与第一实施方式的实施例1相同。此外，由厚度0.2μm、导电率2×107S/m的金膜来构成信号配线3，由厚度20nm、导电率1.5×105S/m的镍铬合金膜来构成电阻层21。镍铬合金膜的形成，例如，通过电子束蒸气沉积镍70％、铬30％的组成比的合金，以每分1000的成长速度成膜来进行。信号配线3和电阻层21的宽度与第一实施方式的实施例1是相同的。接地导体22的材料或介电体膜2的上面处的配置与第二实施方式的实施例2是相同的。但是，因为为了高频特性的测定，有必要连接外部电路与信号配线3，故贯通介电体膜2形成连接信号配线3的贯通导体，把信号配线3的信号从介电体膜2的下面取出到上面进行测定。
图12是表示第三实施方式中的实施例6的传送线路的通过损失的频率依存性的曲线图。图12中的纵轴表示在高频信号通过时在传送线路中产生的实际损失，成为在最大可用功率增益上乘以-1的值。
如图12中所示，本实施例的传送线路每5mm长度的传送损失，在1GHz下为1.0dB，在5GHz下为12.0dB，在10GHz下为20.6dB。在本实施例中，可以得到与第一实施方式的实施例1几乎同样的高频衰减特性，表示即使通过电阻层与接地导体的连接方法的变化、信号配线与电阻层与介电体膜的关系的变化本发明的效果也不失去。
再者，在第一实施方式的实施例1或第三实施方式的实施例5的结构的传送线路中，即使在介电体膜的更上面或介电体基板的下面配置任意总数的介电体层的场合，本发明的效果也不失去。
此外，确认通过把根据第一～第三实施方式的传送线路运用于向在通信装置内使用的放大器(半导体集成电路装置)的偏压供给电路，各放大器的偏压端子间的分离特性提高。此外，确认寄生振荡的降低，放大器的更稳定的动作。
(第四实施方式)图13是表示根据本发明的第四实施方式的、作为高频放大器发挥功能的半导体集成电路(MMIC)中的输出电路和偏压电路的构成的电路图。在图13中与图1同一标号表示同一或相当的部分。
在图13中，MMIC具有有源元件31；输出端子Tout；相互电气上连接有源元件31与输出端子Tout的主信号线路32a、32b；夹装于主信号线路32b与输出端子Tout之间的DC截止电容器38；从主信号线路32a、32b的中间部分分支的短路短截线33；夹装于短路短截线33与接地之间的第一偏压电容器34；供给DC电源电压用的偏压端子Tvd；第一和第二传送线路35、36；和夹装于在第二传送线路36与偏压端子Tvd之间的部位与接地之间的短路低频带的信号用的第二偏压电容器37。此外，在MMIC的外部，设有控制供给到偏压端子Tvd的偏压的外部偏压供给电路39，和外部偏压端子Tvo。
这里，由有源元件32、主信号线路32a、32b和DC截止电容器38等来构成MMIC的主信号电路10。此外，从主信号电路10分支的短路短截线33兼作RF匹配电路与偏压供给电路。而且，由短路短截线33、第一和第二传送线路35、36、第一和第二偏压电容器34、37来构成偏压供给电路40。此外，在图13中虽然未图示，但是主信号线路32a、32b等进而经由任意数分支的短路短截线或DC截止电容器等的匹配电路群，连接于输出端子Tout。图13中所示的第一偏压电容器34是MIM电容器。此MIM电容器插入短路短截线33与接地之间，对设计频带成区为RF短路，通过其电容值被设定，作为第一偏压电容器34发挥功能。
偏压供给电路40的第一传送线路35具有一般的微波传输带线路的结构，第二传送线路36具有图1、图5或图11中所示的本发明的传送线路的结构。而且，第二传送线路36的等效电路由图4(b)中所示的分布常数电路来表示。
例如，如图13的下部中所示，图2的传送线路36具有第一实施方式的图1中所示的传送线路的结构。而且，第一传送线路35由例如与第二传送线路36共同的介电体基板1(例如GaAs基板)、信号配线3和接地导体层11来构成，第一和第二传送线路35、36一起由焊锡12全面地连接于外部高频地线13。再者，在第一传送线路35中，也可以在介电体基板1与信号配线3之间设置介电体膜。
再者，第二传送线路36也可以具有图5或图9中所示的结构。在第二传送线路具有图5中所示的结构的场合，第一传送线路35优选具有共面线路结构。在第二传送线路36具有图9中所示的结构的场合，在第二传送线路36中也是，在介电体基板1之上直接形成信号配线3后，形成介电体膜2，电阻层21和接地导体22。
如果用本实施方式的半导体集成电路装置，则通过组装到高频电力的衰减能力高的第二传送线路6，则没有必要设置以前为了防止寄生振荡而必要的电容器，可以谋求MMIC的小型化。
再者，不仅把第二偏压电容器37组装到放大器内，还可以配置于放大器的外部的外部偏压供给电路39。
此外，在偏压端子Tvd中的放大器的内部与外部之间的电气上连接中，可以采用使用引线结合、凸块等的连接方法。
在多级放大器的场合，在共用对在同电位驱动的各级有源元件的偏压供给电路的场合，还有偏压端子Tvd在放大器内部共用的场合。
在现有的技术中，为了在低于设计频率带区的频率的无用增益的减低、或稳定度的提高等，广泛使用图25中所示的那种并列配置第一偏压电容器114与RC串联电路123的电路结构。这里，在RC串联电路123中，使电阻121与第三偏压电容器122作为分布常数电路发挥功能，通过使电阻与电容器的配置顺序逆转，可以得到图4(b)中所示的本发明的传送线路的等效电路，查明两者在电路上实现同一效果。
由此，如果用本发明的放大器，则将会理解，靠第一偏压电容器34未结束的低频带的信号因为在偏压供给电路40的第二传送线路36中衰减，故稳定度的提高、无用增益的降低、放大器的向外部电路泄漏的信号的强度的降低成为可能。
图14是概略表示根据本实施方式的作为GaAs类MMIC的一级放大器总体的平面结构之一例的方框图。
如图14中所示，此MMIC具有与图13对应的电路，该电路包括有源元件(放大用MESFET)31；输出端子Tout；主信号线路32；DC截止电容器38；短路短截线33；第一偏压电容器34；偏压端子Tvd；和第一、第二传送线路35、36，除此以外，具有输入电路。在输入电路中，设有输入端子Tin、DC截止电容器49、主信号线路42、从主信号线路42的中途分支的输入侧偏压供给电路50。在输入侧偏压供给电路50中具有短路短截线43、输入侧偏压电容器44、第一和第二传送线路45、46、以及偏压端子Tvd。而且，第二传送线路46具有与图13中所示的第二传送线路36相同的结构。再者，Hbi表示在高频中短路处理短路短截线33、43用的辅助孔，标号51、52分别表示开路短截线。
图15是概略表示图25中所示的现有的MMIC总体的平面结构之一例的方框图。
如图15中所示，此MMIC具有与图25对应的电路，该电路包括有源元件(放大用MESFET)111；输出端子Tout；主信号线路112；DC截止电容器118；短路短截线113；第一偏压电容器114；偏压端子Tvd；传送线路115a、115b；和RC串联电路123(稳定化电路)的电阻体121和第三偏压电容器122，除此以外具有输入电路。在输入电路中，设有输入端子Tin、DC截止电容器138、主信号线路132、以及从主信号线路132的中途分支的输入侧偏压供给电路130。在输入侧偏压供给电路130中，设有短路短截线133、输入侧偏压电容器134、传送线路135、以及稳定化电路的电阻体141和第三偏压电容器142与偏压端子Tvd。再者，Hbi表示在高频中短路处理短路短截线113、133用的辅助孔，标号151、152分别表示开路短截线。
比较图15与图14可以看出，通过把本发明的传送线路(第二传送线路36、56)用于偏压供给电路40，既可以抑制寄生振荡或高频电力的泄漏，又可以实现MMIC(集成电路装置)总体的占有面积的降低即小型化。
在图14中所示的构成例中，虽然图13中所示的第二偏压电容器37未组装到MMIC内，但是第二偏压电容器37也可以组装到MMIC内。
再者，在多级放大器中，在输入电路、级问电路、输出电路的任一个中，可使用本发明的传送线路(参照图5、图1和图9)。
此外，本发明的半导体集成电路装置不限定于本实施方式中说明的高频放大器，广义地说，可以运用于混合器、频率倍频器、开关、衰减器、分频器、直流交流调制器等使用高频信号的器件。
此外，作为有源元件，可使用场效应晶体管、异质结合双极性晶体管。
〔实施例7〕作为第四实施方式的实施例7，在以下条件下作成基于图13的MMIC的构成的一级放大器。
在有源元件31中，用栅极长0.2μm的T型栅极AlGaAs/InGaAs异质结合FET(栅极宽Wg＝100μm)。由厚度1μm的氮化硅膜来构成介电体膜2，介电体基板1由厚度100μm的砷化镓基板来构成。作为信号配线3通过电镀形成厚度3μm的金膜。作为电阻层4在砷化镓基板1的上面的表层部形成厚度0.2μm的杂质扩散层。作为传送线路用把信号配线3作为信号线路的微波传输带线路，在砷化镓基板的下而，作为接地导体层11形成有厚度10μm的AuSn膜。
然后，把设计频率取为25GHz到27GHz进行了本实施例的放大器的设计。在放大器的漏极侧电路(输出电路)中，使用短路短截线匹配电路，把短截线33的前端经由0.5pF的偏压电容器34连接到辅助孔进行短路处理。该辅助孔贯通砷化镓基板1与下面的接地导体层11连接。此外，偏压电容器34的上部电极的一部分以20μm的宽度分支，连接于偏压供给电路40的传送线路的信号配线。由于偏压电容器34的电容值0.5pF是RF短路设计频带的信号足够的值，所以在设计频带中偏压供给电路40从放大器断路。信号配线3的长度与电阻层4的长度一起取为300μm，信号配线3的宽度、电阻层4的宽度分别取为30μm、80μm。在电阻层4的单侧一处设置作为贯通导体6的辅助孔与接地导体层11连接，短路处理电阻层4。再者，与电阻层4连接的辅助孔，与短路处理短路短截线33的辅助孔取为同一。偏压供给电路40以一边80μm的正方形的偏压端子Tvd结束，靠引线结合与多层陶瓷基板上所形成的放大器外部的外部偏压供给电路39连接。靠放大器外部的外部偏压供给电路39通过100pF的芯片电容器短路处理低频带。放大器得到在25GHz到27GHz下9.2dB的小信号增益。此外，在整个频带稳定系数K超过1，确认稳定动作。进而，即使变更在放大器的外部的偏压供给电路39中从电源到偏压端子Tvd的配线的电气长度、特性阻抗、连接的引线的长度和根数，稳定系数K也可以没有变化。
〔比较例2〕另一方面，作为比较例2作成具有从实施例7的高频放大器去除电阻层4的结构的高频放大器。
图16是就稳定系数K的频率依存性比较实施例7的高频放大器与比较例2的高频放大器的曲线图。在图16中，虚线表示实施例7的高频放大器的特性，实线表示比较例2的高频放大器的特性。从图16可以看出，在采用本发明的结构的实施例7的放大器中跨越0～20GHz的频率稳定系数K为1以上，得到稳定的特性，与此相对照，在比较例2的放大器中，稳定系数K在16GHz下为0.91，在20GHz下为0.61与不足1的值，保证稳定动作是困难的。
而且，就比较例2的放大器来说，把多层陶瓷基板上所形成的外部偏压供给电路上的从引线到电源的配线长度取为2mm，把配线线路的特性阻抗取为75Ω，调查振荡动作的有无。而且，针对此时没有振荡的80个放大器把配线长度变更成5mm时，80个放大器当中，32个放大器产生振荡。此外，针对80个没有振荡的放大器把配线的特性阻抗变更成40Ω时，9个放大器产生振荡。
进而，针对比较例2的放大器，把为了偏压端子的连接使用的结合引线的长度设定成0.5mm，在就各端子用直径50μm的一根引线连接的状态下没有振荡的80个放大器，把结合引线长度变更成1mm时，40个放大器振荡。此外，针对上述没有振荡的80个放大器，把引线的连接根数变更成两根时，12个放大器振荡。
此外，如果比较放大器的3GHz至6.5GHz左右的低频带中的稳定系数K，则与在实施例7的放大器中得到6以上的值而稳定动作者相比，在比较例2的放大器中成为不足1的值，是不稳定的。进而，在比较例2的放大器中，100个制造当中的20％因有源元件的特性离散，在5GHz附近的频带处产生振荡。
通过以上的比较查明，在本实施方式的MMIC中，因为可使从短路短截线电路33向偏压供给电路40泄漏的高频信号衰减，故可降低连接于偏压供给电路40的外部的外部偏压供给电路39的阻抗变化对放大器的特性的影响，可以得到使放大器稳定动作这样的有利的效果。
图17是就小信号增益的频率依存性比较实施例7的高频放大器与比较例2的高频放大器的曲线图。在图17中，虚线表示实施例7的放大器的特性，实线表示比较例2的放大器的特性。
如图17中所示，虽然在比较例2的放大器中在作为不需要频带的4GHz至7GHz的频带中可以得到无用增益，但是在实施例7的放大器中小于19.5GHz的低频带(不需要频带)中的增益不取为正值，查明通过采用本实施方式的结构，可以得到低频带的无用增益的降低这样的有利的效果。此外，虽然在比较例2的放大器中在20GHz附近的频率处可以得到超过设计频带(25～27GHz)中的增益的10dB以上的增益，但是在实施例7的放大器中20GHz的增益为0dB，查明即使在此频带中，通过采用本结构可以得到无用增益的降低这样的有利的效果。
〔比较例3〕作为本实施方式中的比较例3，作成在偏压供给电路中具有电阻体119串联插入的偏压供给电路的图24的构成的高频放大器。在此比较例中，为了不使有源元件的驱动电压极端地降低，把电阻体119的电阻值R1取为20Ω。
图18是就稳定系数K的频率依存性比较实施例7的高频放大器与比较例3的高频放大器的曲线图，图19是就小信号增益的频率依存性比较实施例7的高频放大器与比较例3的高频放大器的曲线图。
如图18中所示，比较例3的放大器的稳定系数K在5GHz至10GHz附近的低频频带和20GHz以上的频带中大大低于实施例7的特性，稳定度很差。这里，虽然因为比较例3的放大器的稳定系数K在5GHz至10GHz中超过1故不产生很大的问题，但是20GHz以上的频带中低于1而在稳定动作上产生很大的问题。
在比较例3的放大器中，通过偏压供给电路向外部电路泄漏的高频信号因串联插入到偏压供给路径的电阻体119而在很宽频带上受到接近一定量的衰减。与此相对照，在实施例7的放大器内的偏压供给电路40中，由于对高频信号的泄漏信号赋予衰减的要素是沿着信号配线3与电阻层4(参照图1)相对向的区域空间地分布的分布常数电路(参照图4(b))，所以即使在泄漏信号中也越是高频衰减量越增加。由此，虽然对靠图24中所示的第一偏压电容器114未完全短路的泄漏信号当中的最高频率成分谋求稳定度的提高一事在比较例3的放大器中是困难的，但是在实施例7的放大器中是容易的。
此外，虽然即使比较例3的放大器也可以得到在低频带中的无用增益的降低的效果，但是在6GHz下的小信号增益为-1dB。实施例7的放大器中的此频带中的小信号增益为-8dB左右，查明在无法把所插入的电阻体119的电阻值设定得大些的条件下的比较例3的放大器中，有效地抑制无用增益是困难的。此外，在图24中所示的比较例3的放大器中，如果把为了得到无用增益的降低的效果所插入的电阻体119的电阻值设定得大些，则从偏压端子Tvd向有源元件111所施加的电压降低，招致输出降低自不待言。比较例3的放大器的25GHz处的饱和输出为16.2dBm，比起实施例7的放大器的25GHz处的饱和输出16.6dBm来仅低0.4dB。这是因为在比较例3的放大器中通过电阻体119向偏压供给电路的插入而降低有源元件111的驱动电压的缘故。
像以上这样，通过比较例3的放大器与实施例7的放大器的特性比较表明，通过采用本发明的传送线路，不降低有源元件的驱动电压，可得到无用增益降低、稳定度提高这样的有利的效果。
〔比较例4〕作为本实施方式中的比较例4作成具有靠RC串联电路123并联地短路处理高频信号的偏压供给电路120C的基于图25的构成的高频放大器。
图20是就稳定系数K的频率依存性比较实施例7的高频放大器与比较例4的高频放大器的曲线图。图21是就小信号增益的频率依存性比较实施例7的高频放大器与比较例4的高频放大器的曲线图。在此比较例中，把RC串联电路123的电路常数选择为R＝10Ω，C＝10pF。
如图21中所示，在比较例4中也是，可以得到低频带中的增益的大的抑制效果。此外，如图20和图21中所示，在比较例4的放大器中，就几个GHz左右的低频带中的无用增益抑制和稳定度提高双方来说，可以得到与实施例7的放大器同样程度的效果。但是，为了靠MIM电容器得到10pF的电容值必须210μm见方的面积(图15中所示的电容器122)，进而短路处理电路中辅助孔(图15中所示的辅助孔Hbi1)成为必要的，进而为了靠台面电阻(图15中所示的电阻体121)实现10Ω的电阻，其相应的电路面积也成为必要的，大大限制电路布局。另一方面，在实施例7的放大器的布局中，与比较例2的放大器的布局相比，经由介电体膜2在信号配线3的正下设置电阻层4，仅在其附近配置辅助孔就可以了，对布局的限制得以缓和而得到同样的效果。
通过以上的比较查明，通过采用本发明的传送线路，不增大构成放大器的半导体集成电路装置的电路面积，可以得到无用增益的降低、稳定度的提高这样的有利的效果。
此外，在比较例4的放大器中，偏压电容器间或构成偏压供给电路120C的传送线路是以由介电体基板和介电体膜来构成的电路基板为基板的普通微波传输带线路，具有向基板上面的空气层的电场的分布很多、容易引起与周边电路的耦合的难点，担心由于电路部件的配置而认为由无意中电路彼此之间的电磁结合所导致的振荡产生。
与此相对照，由于在作为本发明的特征的偏压供给电路的第二传送线路36(参照图13)中，信号配线3与电阻层4之间的间隔设定得短，所以传送线路36的特性阻抗变低，电场分布集中于介电体膜2，可大大降低与周边电路的电磁结合。由此，在实施例7的放大器中，可以得到即使变更电路部件的配置，高频特性上也不产生变化这样的有利的效果。
通过以上的比较查明，通过采用本发明的传送线路，不降低有源元件的驱动电压，可以不过分增加电路面积而得到无用增益降低、稳定度提高的有利效果。
〔实施例7b和比较例2b～4b〕作为本实施方式中的实施例7b，在二级放大器中采用实施例7的放大器的构成，作成以实施例7的偏压供给电路来构成驱动前后级的有源元件用的偏压供给电路的放大器。
此外，作为本实施方式中的比较例2b～4b，在二级放大器中采用比较例2～4的构成，作成分别以比较例2～4的偏压供给电路来构成驱动前后级的有源元件用的偏压供给电路的放大器。
在此场合，虽然在比较例2b、3b的放大器中在20GHz下引起振荡，但是在实施例7b和比较例4b的放大器中不产生振荡。从二级放大器的后级有源元件所输出的信号经由在放大器内部共有的偏压供给电路反馈于前级有源元件的反馈信号的相位依存于前后级的各短路短截线的电气长度之和各级的偏压供给电路的传送线路的电气长度之和。在作成的实施例7b和比较例2b～4b的放大器中，此电气长度之和对20GHz成为接近于半波长的值，成为从后级的有源元件向前级的有源元件以正反馈的相位输入的条件。可以理解在比较例2b的放大器中产生的振荡现象起因于在正反馈信号中完全不产生衰减。此外，即使在比较例3b的放大器中，因为在偏压供给电路中正反馈信号所受到的衰减量不足，故可以理解为产生振荡。
另一方面，由于虽然实施例7b的放大器与比较例4b的放大器结构相互不同，但是两者都有对向偏压供给电路泄漏的不需要频带的信号赋予衰减的功能，所以可以理解成因为从后级有源元件向前级有源元件的反馈信号衰减而不产生振荡。此外，如果从电路占有面积这个观点比较实施例7b的放大器与比较例4b的放大器，则虽然比较例4b的放大器10pF的大容量旁路电容器在前级与后级必须为独立，所以必需大的电路面积，但是查明在实施例7b的放大器中不需要大容量的旁路电容器，既谋求占有面积的削减，又可以确保稳定动作这样的本发明的有利的效果。
因而，通过放大器等半导体集成电路装置内的偏压供给电路的使用本发明的传送线路，可以得到不降低有源元件的驱动电压，而且，既抑制半导体集成电路装置的占有面积的增大，又抑制偏压供给电路所连接的半导体集成电路装置的外部的偏压供给电路的阻抗变化引起的特性变化，具有无用增益的降低、稳定度的提高这样的有利的效果。
特别是，本发明的半导体集成电路装置有助于扩大向毫米波通信系统与半导体集成电路装置的用途。
再者，虽然在包括实施例1～7的第一～第三实施方式中，作为介电体基板用GaAs基板，但是本发明不限定于这种实施方式，也可以用GaN基板、InP基板。此外，作为介电体基板也可以用氧化物等组成的绝缘体基板。进而，所谓‘介电体基板’或‘半导体基板’这样的词语，用词不一定严密。GaAs基板也可以称为‘半绝缘性基板’，如果掺杂杂质则作为半导体基板发挥功能。由此，作为本发明的基板，可以根据高频线路的基本结构用各种基板。
根据上述说明，对本专业的技术人员来说，本发明的众多的改良或其他实施方式是显而易见的。因而，上述说明应该仅解释为举例表示，是为了向本专业的技术人员传授实施本发明的最佳形态而提供的。不脱离本发明的精神，实质上可以变更其结构和/或功能的详细。
工业实用性根据本发明的传送线路，作为用于半导体集成电路装置的传送线路是有用的。
根据本发明的半导体集成电路，用作构成放大器、混合器、频率倍频器、开关、衰减器、分频器、直流交流调制器等的半导体集成电路。
权利要求
1.一种传送线路，其特征在于，具有信号配线；隔着介电体层面对所述信号配线的电阻层；和电气上连接于所述电阻层的接地用导体，在所述信号配线上传送规定频率的高频信号之际，将借助于利用所述介电体层在所述信号配线与所述电阻层之间形成的电容而在所述电阻层中诱导的高频电流流过所述电阻层以及所述电阻层与所述接地导体之间时发生的每单位长度的电阻定义成附加电阻，把所述高频电流流过所述接地用导体之际发生的每单位长度的电阻定义成接地电阻，此时，所述附加电阻大于所述接地电阻。
2.权利要求1所述的传送线路，其特征在于，所述电阻层的长度是所述高频信号的上限频率的信号的有效波长λ的1/16以上。
3.权利要求1所述的传送线路，其特征在于，构成所述电阻层的材料的导电率小于所述接地用导体的导电率。
4.权利要求1所述的传送线路，其特征在于，构成所述电阻层的材料的导电率为1×103S/m以上1×107S/m以下。
5.权利要求4所述的传送线路，其特征在于，构成所述电阻层的材料的导电率为1×103S/m以上1×105S/m以下。
6.权利要求1所述的传送线路，其特征在于，所述电阻层由从铬、镍铬合金、铁-铬合金、铊、铬-氧化硅复合体、钛、含有杂质的半导体以及多晶硅的多晶或非晶质半导体当中所选择的至少一种材料来构成。
7.权利要求1所述的传送线路，其特征在于，所述电阻层的宽度大于所述信号配线的宽度。
8.权利要求7所述的传送线路，其特征在于，所述电阻层以跨越其整个宽度与所述信号配线对向的方式形成。
9.权利要求8所述的传送线路，其特征在于，在所述介电体层的上面形成所述信号配线，在所述基板与所述介电体层之间形成所述电阻层，在所述基板的下面形成所述接地用导体，所述电阻层通过贯通所述基板的贯通导体连接于所述接地用导体。
10.权利要求9所述的传送线路，其特征在于，所述贯通导体在所述电阻层的边缘部形成。
11.权利要求9所述的传送线路，其特征在于，多个所述贯通导体有间隔地在所述电阻层的长度方向上形成。
12.权利要求8所述的传送线路，其特征在于，在所述介电体层的上面形成所述信号配线，在所述基板与所述介电体层之间形成所述电阻层，在所述介电体层的上面形成所述接地用导体，所述电阻层通过贯通所述介电体层的贯通导体连接于所述接地用导体。
13.权利要求8所述的传送线路，其特征在于，在所述基板与所述介电体层之间形成所述信号配线，在所述介电体层的上面形成所述电阻层，在所述介电体层的上面所述接地用导体连接于所述电阻层地形成。
14.一种半导体集成电路装置，其特征在于，具有配置一个以上的有源元件的主信号电路；和带有传送线路、通过该传送线路把偏压供给到所述主信号电路用的偏压供给电路，所述传送线路的至少一部分由权利要求8所述的传送线路来构成。
15.权利要求14所述的半导体集成电路装置，其特征在于，所述传送线路具有连接于所述主信号电路的第一传送线路与连接于该第一传送线路的第二传送线路，所述第一传送线路由共面线路或微波传输带线路来构成，所述第一传送线路由所述传送线路的至少一部分来构成，所述第一传送线路的所述主信号电路侧的那一端经由偏压电容器连接于接地端子。
16.权利要求14所述的半导体集成电路装置，其特征在于，所述半导体集成电路装置是作为所述一个以上有源元件有一个放大用晶体管的一级高频放大器，所述偏压供给电路为相比于所述主信号电路的所述有源元件作为前级侧的输入侧电路、与相比于所述主信号电路的所述有源元件作为后级侧的输出侧电路中的至少一个的偏压供给电路。
17.权利要求16所述的半导体集成电路装置，其特征在于，所述半导体集成电路装置为作为所述一个以上有源元件有多个放大用晶体管的多级高频放大器，所述偏压供给电路为相比于所述主信号电路的所述有源元件作为前级侧的输入侧电路、与相比于所述主信号电路的所述有源元件作为后级侧的输出侧电路、以及所述多个放大用晶体管间的级间电路中的至少一个的偏压供给电路。
全文摘要
本发明的传送线路具有信号配线(3)；隔着介电体层(2)面对所述信号配线的电阻层(4)；和电气上连接于电阻层的接地用导体(11)，在所述信号配线上传送规定频率的高频信号之际，将借助于利用介电体层在信号配线与电阻层之间形成的电容而在电阻层中诱导的高频电流流过电阻层以及电阻层与接地用导体之间时发生的每单位长度的电阻定义成附加电阻，把所述高频电流流过接地用导体之际发生的每单位长度的电阻定义成接地电阻，此时，附加电阻大于接地电阻。
文档编号H01L27/04GK1669176SQ0381723
公开日2005年9月14日 申请日期2003年8月1日 优先权日2002年8月1日
发明者菅野浩 申请人:松下电器产业株式会社