专利名称：离线集成电路芯片的辅助电压源及其控制检测系统的制作方法
技术领域：
本发明涉及离线集成电路芯片的辅助电压源及其控制检测电路。本发明使用一种新的概念来产生集成电路芯片的工作电压。
背景技术：
在离线电源应用中， 由于交直变换器输出高直流电压母线，这需要使用一种合适的方法从这高直流电压母线将这高压直流变成集成电路芯片可使用的低压直流电压源，并且这种变压始终是以高效率方式运行。
在已有辅助电压源产生方案中可大约归纳为两大类，即低压方案及高压方案。在低压方案中，有一只有源器件用以承受高压直流母线电压。另外还有一辅助绕组用以建立集成芯片工作电压源。在这种方案中，这辅助电压会随着负载及占空比变化。这种方案的好处是该离线集成电路芯片制造中不需要高压工艺。这样芯片的尺寸可以比较小并且成本比较低。但由于需要附加的有源器件及辅助绕组，该方案的整体费用还是比较高。在高压方案中，该离线集成电路芯片需要高压工艺来制造。这样该集成电路芯片可直接承受高压直流母线电压。该集成电路芯片有一功能块用以将这高压直流母线降压成集成电路芯片工作的低压直流电压源。这方案的好处是简单并且独立于负载及占空比。但由于需要高压工艺制造集成电路芯片，其成本比较高；另外由于高压直流母线电压加在该集成电路芯电容电路片上而使得集成电路芯片有散热的问题，这样限制该芯片可控制的功率的等级。
作为一种低成本的方案，该集成电路芯片的辅助电源应该以低压工艺来实现并且没有附加的有源器件来承受高压直流母线电压。该辅助电压源应该不随负载及占空比变化。本发明提出一种简单方案，在该方案中上述要求均能得到满足并且是低成本。
除了辅助电压源外，离线集成电路还需要一些附加功能来建立整个离线电源系统，比如过压保护功能，为更高的效率的同步驱动功能，这些附加功能对高功率发光二极管照明应用是非常必要的。
发明内容
本发明呈现一种新的用于离线集成电路驱动的无源开关电容辅助电源方案及其控制检测电路。本发明是由三部分组成。其一是由无源开关电容概念的辅助电压源；其二是过压保护电路；其三是低端功率开关的驱动。
本发明方案如下离线集成电路芯片的辅助电压源及其控制检测系统由集成电路芯片的开关电容辅助电压源、过压保护电路和低端功率开关的驱动所组成。集成电路芯片的开关电容辅助电压源是一个开关电容网络块，该开关电容网络块用于变换高压直流电压母线为一合适的低压直流输入电压。电容网络块是一个无源电容网络。从开关电源来的反馈开关电压控制这无源电容网络。从开关电源来的反馈电压由磁场耦合或电场耦合。磁场耦合通过变压器和耦合电感完成。电场耦合通过电容来耦合。过压保护电路是一个从浮动高端控制芯片到输出电压的监视器，其组成为自动随着高端功率MOSFET导通或关断而关断或导通的承受高压小电流的器件，电压分压器和采样保持。低端功率开关驱动的组成是低端驱动的耦合电路和低端MOSFET的驱动器以及承受高电压小电流的器件，以及当低端MOSFET导通时限制低端MOSFET门极电压的，当低端MOSFET关断时能使其门极到源极的电压低于阀电平的箝位电路。
根据这一发明，这离线集成电路芯片可以用一般的低压工艺来制造。而借助外加高压小电流二极管，该离线集成电路芯片可用于高电压大功率应用。
在离线功率变换器的辅助电压源中，无源开关电容网络用于变换直流母线电压为一低压直流电压，并且调节这低压直流电压使其作为合适的低压集成电路芯片辅助电压源。正因为是无源开关电容电路，其成本是低的。又由于开关电容运行原理，其输出电压是没有占空比影响的。本发明充分利用开关电源的开关电压变化的特点来实现开关电容的概念。
本发明方案的方框图如图1所示，它是由一无源开关电容网络块和开关耦合绕组或电容耦合网络所组成，这无源开关电容网络块是用以将高压直流母线电压变换成一低压直流输出电压，这低压直流电压是适用于离线集成电压路芯片的辅助电压源。
在这辅助电压源中，耦合绕组或电容耦合网络提供一方波电压，其幅值和开关频率是由开关电源预设置的。正是这方波波形使得这开关电容网络充放电而产生所需要的离线集成电路的辅助电压。
在开关电容网络工作原理中，所有能量传递是根据多高电压变化率而决定的，也就是说这能量传递发生在高电压变化率时刻。当电压变化率比较低时，其能量传递几乎为零。
根据开关电容网络工作原理，这能量传递率是由其方波电压的幅值，即从磁耦合绕组或电容耦合网络的方波幅值以及该方波电压的频率和开关电容网络中电容值大小决定的，它完全独立于方波电压的占空比。
在如图7所示的离线降压式电路中，这离线集成电路芯片除了控制高端功率开关外，检测和监测这电源系统输出电压是非常重要的。根据这输出电压的检测信号，这离线集成电路可以调节这输出电压或进行过压保护措施。在这降压式电路中，这离线集成电路的地与输出端的地不是同一个地，这需要利用降压电路的特点来检测这输出电压。
图8呈现了一个具体的应用电路。一个开关网络用来采样保护和监视这输出电压。这检测信号是独立于脉宽调节脉冲的占空比的。在这检测电路中，这芯片不承受这高端和低端之间的高压，而是由一个外接的小电流高电压的二极管来承受这高压。
在离线降压电路中，对大电流输出应用而言，为了得到较高的效率，比较好的方案是用同步功率场效应管来代替这续流二极管。当这个功率场效应管导通，其管压降是导通电阻与通过电流的乘积。
如图7所示，这离线集成电路芯片是控制这高端功率效应管的，这需要根据这降压电路的工作特点寻找出一个合适和更容易的方法来控制和驱动低端功率效应管。图9呈现一个应用电路，这低端功率效应管可以由这离线集成电路芯片控制。在这控制和驱动电路中，这离线集成电路芯片不承受着直流母线高压电压，而由一个外接的小电流高电压的二极管用来承受这直流母线高压电压。这是一个低成本的方案。
图1是本发明的基本开关电容网络辅助电源用于具有控制芯片的离线直流/直流变换器。
图2是一具体实现本发明的基本开关电容网络辅助电源用于具有控制芯片的离线直流/直流变换器。
图3是另一具体基本开关电容网络辅助电源用于具有控制芯片的离线直流/直流变换器。
图4是具体实现具有一串联电感的电路。
图5是图2电路整个自启动过程波形。图中CH1＝Vo；CH2＝Io图6是图2电路的具体波形。图中CH1＝Vo；CH2＝Io；CH3＝IC1。
图7是降压变换器用离线集成电路芯片控制高端MOSFET。
图8是具体采样保持电路以检测输出电压。
图9是降压同步变换器的驱动器。
具体实施例方式
图2呈现一个具体发明方案的方框图，在这方框图中，有三个功能块反馈绕组，开关电容网络和等效负载。
如图2所示，如果反馈绕组的开关波形的幅值是零并且其等效负载电流是零。这高压直流母线电压VIN由两个开关电容C1和C2分压。其输出电压VO是
当其等效负载电流是大于零，由于电容C1被充电而电容C2放电，这输出电压VO将减小。这就非常清楚地显示如果在有等效负载电流条件下，电容C1能够被放电以补偿电容C2所放电的电荷。这输出电压还是能保持如表达式(1)所示的输出电压。从反馈绕组来的开关波形是用来将电容C1放电以使其输出电压在一个可接受的范围内。假使这开关波形从零跳变到VM，如图2所示这开关波形是由从反馈绕组耦合过来，这幅值VM是由绕组的匝比来调整。电容C1上的电压将从(VIN-VO)到(VIN-VM)放电。通过二极管D2，这放电电荷将回馈到直流母线VIN。由于开关电压高dv/dt，这放电迅速完成。当这开关电压跳回到零伏，这电容C1将通过二极管D1和电容C2被充电并且其电压将从(VIN-VM)到(VIN-VO)。
由于这开关电压高dv/dt，这充电也迅速完成。正是这充电电荷使得其输出电压如表达式(1)所示。
从工作原理看，要使电容C1放电的条件是使二极管D2导通。使二极管D2导通的条件是VM必须大于输出电压VO，即开关电容工作条件是VM)VO。否则这开关电容将没有放电运行并且其输出电压将减小。对一个固定幅值VM而言，其输出电压VO是随着负载变化。这是非常清楚的当负载电流从最大负载电流减少，由于固值的VM，由开关电容传输的功率将大于负载所消耗的功耗，这样有功率输入和输出不平衡，而使得输出电压VO增加。这输出电压VO将接近这固定幅值VM甚至到大于VM。这使得开关电容VO工作条件不成立而没有由开关电容网络的功率传输。当这传输的输入功率小于负载的功耗，即功率不平衡，而使其输出电压VO减少。这工作特点使得这辅助电源电压有一个自动负载调节特性，从而保持其输出电压在一个可接受的范围，条件是只要电容C2的最大放电电荷是小于电容C1的充电电荷。
这负载调节功能使得无源开关电容电路设计非常容易。当我们知道这开关波形的幅值VM开关频率fs和输出电压VO这开关电容C1值与充电电流如下表达式(2)ICharging□C1□(VM□VO)□fs(2)表达式(2)表示当VM接近VO，其开关电容网络的充电电流减少。
对给定的VM、VO、Cl和fs，表达式给出了这开关电容网络最大的输出电流。在应用中最大负载电流必须小于最大的输出电流。
开关电容C2是由初始建立电压决定的即由表达式(1)决定。对没有负载电流的情况下，开关电容C2上电压是直流母线电压VIN的一个分数，它由C1和C2比例决定。在大部分控制集成电路芯片，都有过欠过压保护功能，以开通或关断该集成电路芯片；即当这集成电路芯片的辅助电压源输出电压Vo低于一个预设置电压VT1集成电路芯片不工作。当这输出电压VO高于一个预设置的电压VT2集成电路芯片进入工作状态。开关电容C2值应该是使其输出电压大于VT2 由表达式(2)，(3)，(4)这是容易决定开关电容C1和C2值。
如图2所示，本发明是用非常简单和低成本的方法来产生一个离线集成电路芯片的辅助电压源。
图3呈现如何由一个开关电压源产生一个可调节的供离线集成电路芯片使用的直流电压。为高效率并且限制这脉冲电流的幅值，可以用一个小电感插入这电路中。如图4所示，这时其脉冲电流的幅值IM是(其中VS是这开关电压源的幅值电压) 在这种开关电容电路中，没有有源开关介入以实现这开关电容网络的功能。这开关变换器的特点，即开关电源的开关电压波形是充分地利用来驱动这无源开关电容网络。在具体实现中，如果这开关电源的开关电压是通过变压器或耦合电感绕组耦合，由于伏-秒平衡关系，这开关电压是一个交流电压，即瞬时电压将从一负电压-VM跳变到一个正电压+VM。在设计表达式(2)中，VM应该是这交流电压峰值到峰值，即峰峰值。这种开关电容网络可应用于大部份具有过欠压保护功能的离线集成电路芯片辅助直流电流源。
如图7所示，对降压式变换器而言，用这离线集成电路控制高端功率开关是容易的。这离线集成电路的辅助电源可由图3或图4所示的简单电路产生。对这种电源系统需要控制和监视其输出电压。如图7所示，这离线集成电路芯片的地端是相对其输出地端浮动的。不可能直接的用一个简单的分压器来直接检测这输出电压。
根据降压电路的工作原理，当高端的功率开关关断则其低端的二极管将立即导通以保证这电感电源连续。正是这低端二极管导通期间这离线集成电路的地是与其降压变换器输出的地同电位。这是显然的如果这离线集成电路能在这二极管导通期间采样保持这输出电压，这离线集成电路可以用这采样-保持的电压来调节或过压久压保护。
图8呈现了具体的采样-保持电路。这输出电压检测电路是由S1、R1、R2、C1和De组成。S1和R1是在这离线集成电路芯片内部，而R2、C1和De是外接之件。这采样电路的工作原理是在这降压电路中，当这离线集成电路芯片关断这高端工作开关，由于电感电流续流而使低端二极管自动导通。正是这二极管导通而使得这离线集成电路芯片的地与降压变换器输出的地相接。在这时离线集成电路芯片中的S1也导通。这样这输出电压是由R1和R2通过外接二极管De分压，这采样-保持电容C1是连接在这离线集成电路芯片的地与R1和R2联结点上。当S1导通时，C1采样-保持R1上的电压；当离线集成电路开通高端功率开关，S1同时关断。这使得这离线集成电路芯片的地不与这输出地相接，而是通过高端功率开关与输入电压的输入端相接。由于这离线集成电路芯片的地电位是高于输出地的电位，这使得外接的二极管De反向截止。正是由于S1和De截止而建立了一由C1组成的采样-保持电路。这样芯片中的比较器可以比较C1上的电压与预设的参考电压去调节或进行过压等保护。这采样-保持电路充分利用这降压变换器的工作原理来实现采样-保持功能。在这电路中这外接二极管承受着输入和输出的电压差。正是这个外接二极管从而使得这离线集成电路不承受任何高电压。这采样-保持电路的导通时间常数是如下所示 通常，这导通时间常数应该小于低端二极管导通时间的五分之一，以保证C1上的采样电压在采样结束之前已经进入稳态。电容C1上电压是由R1，R2，和输出电压VO决定。
在降压电路应用中当其输出负载电流增加，同步整流能进一步提高整个系统的效率。这一技术已经广泛用于低压大电流应用场合，如VRM核心电源。在降压同步整流电路中这低端的二极管是由功率MOSFET代替。当着功率MOSFET导通时，这低端开关的导通电压由二极管的正向导通电压降低为这功率MOSFET导通电流与导通电阻的乘积。只要这导通电阻足够低这功率MOSFET的导通电压也可足够低，从而使系统的效率提高。
对一功率MOSFET而言，它需要驱动电路。在低压在线应用中，这是不难驱动高低端的功率MOSFET的。但对高压离线应用而言这是一个难题。如何驱动高低端功率MOSFET，通常这个驱动芯片需要高压工艺并且成本比较高。
图9呈现一同步整流驱动电路的方案。它利用降压电路的特点加上附加绕组来导通或驱动这低端功率MOSFET M2。而这低端的功率MOSFET M2可以由二极管Dd，离线集成电路控制芯片以及附加绕组来关断。
驱动电路的工作原理如下所述当离线集成电路芯片关断高端的功率MOSFET M1，由于其输出电感的续流作用，低端功率MOSFET M2的体二极管自动导通。正是这体二极管导通而使得这输出电感的电压等于输出电压。这输出电感的附加绕组输出电压通过电组Rj1，Rj2二极管Dg和稳压管Z1加到低端功率MOSFET M2，M2导通。这样M2上的电压降进一步降低。稳压管Z1是用于限制最大栅极电压的。在离线集成电路芯片导通这高端功率MOSFET M1之前，这离线集成电路芯片将内部的开关S2导通，正是这S2导通，M2的栅极电压经Dd，S2和低端功率MOSFET M2放电而到零伏，低端功率MOSFET M2被关断，而使其体二极管导通这续流电流。当这离线集成电路芯片导通这高端的功率MOSFET，这低端功率MOSFET M2的体二极管就被关断，这输出电感上电压将从-VO变为VIN-VO。这从附加绕组上的电压从正电压变为负电压。这负电压使得这稳压管Z1导通而成一个正向导通的二级管通过电组Rj1，Rj2二极管Dg。正是这正向导通的稳压管才使得低端功率MOSFET M2关断。在这电路中二极管Dd是用来承受输入与地的高压的。控制芯片中开关S2仅承受稳压管Z1的电压Vz1。这很显然这离线集成电路芯片在导通和关断时不需要承受高压。在图九中Rj1，Rj2和Dg是用以建立一个非线性的电阻网络。
在这发明中借助附加绕组，小电流高电压的二极管，这低压工艺制作的离线集成电路芯片可以非常容易的驱动和控制高压离线变换器。由于低压工艺的集成电路和小电流高压二极管，整个离线变换器的方案是低成本的。
权利要求
1.离线集成电路芯片的辅助电压源及其控制检测系统，其特征在于由集成电路芯片的开关电容辅助电压源、过压保护电路和低端功率开关的驱动所组成。
2.按权利要求1所述离线集成电路芯片的辅助电压源及其控制检测系统，其特征在于所述集成电路芯片的开关电容辅助电压源是一个开关电容网络块，该开关电容网络块用于变换高压直流电压母线为一合适的低压直流输入电压和其受控于从开关电源来的反馈开关电压。
3.按权利要求2所述离线集成电路芯片的辅助电压源及其控制检测系统，其特征在于所述电容网络块是一个无源电容网络，或是一个无源开关电容电路。
4.按权利要求2所述离线集成电路芯片的辅助电压源及其控制检测系统，其特征在于所述从开关电源来的反馈电压由磁场耦合或电场耦合。
5.按权利要求4所述离线集成电路芯片的辅助电压源及其控制检测系统，其特征在于所述磁场耦合通过变压器和耦合电感完成。
6.按权利要求4所述离线集成电路芯片的辅助电压源及其控制检测系统，其特征在于所述电场耦合通过电容来耦合。
7.按权利要求1所述离线集成电路芯片的辅助电压源及其控制检测系统，其特征在于所述过压保护电路是一个从浮动高端控制芯片到输出电压的监视器，其组成为自动随着高端功率MOSFET导通或关断而关断或导通的承受高压小电流的器件，电压分压器和采样保持。
8.按权利要求1所述离线集成电路芯片的辅助电压源及其控制检测系统，其特征在于所述低端功率开关驱动的组成是低端驱动的耦合电路和低端MOSFET的驱动器以及承受高电压小电流的器件，以及当低端MOSFET导通时限制低端MOSFET门极电压的，当低端MOSFET关断时能使其门极到源极的电压低于阀电平的箝位电路。
全文摘要
本发明呈现了离线集成电路芯片的辅助电压源及其控制检测系统，该系统由集成电路芯片的开关电容辅助电压源、过压保护电路和低端功率开关的驱动所组成。集成电路芯片的开关电容辅助电压源是一个开关电容网络块，用于变换高压直流电压母线为一合适的低压直流输入电压。电容网络块是一个无源电容网络。从开关电源来的反馈开关电压控制这无源电容网络。从开关电源来的反馈电压由磁场耦合或电场耦合。过压保护电路是用于检测输出电压。低端功率开关驱动是用于得到较高的效率在大电流输出应用场合。这方案能以低成本高效率将高压直流母线电压变成低压直流电压，辅助电压是不受功率变换器的占空比影响，附加功能电路能使低压离线集成电路芯片驱动和控制高压离线变换器。
文档编号H01L23/58GK101090228SQ200710068408
公开日2007年12月19日 申请日期2007年4月30日 优先权日2007年4月30日
发明者翁大丰 申请人:魏其萃