通用调节器的制作方法

专利名称：通用调节器的制作方法
技术领域：
本发明涉及调节器电路，并且具体来说，涉及能够作为前沿模式
(leading edge)和后沿才莫式(trailing edge)设备工作的调节器电路， 因此称为"通用调节器"。
优先权
本申请要求以下优先权
2005年12月12日提交的名称为"A Universal Dimmer"的澳大利 亚临时专利申请No.2005906990;和
2005年12月12日提交的名称为"Load detector for a Di,er，,的 澳大利亚临时专利申请No.2005906949 。
通过引用将这些申请的内容包括在此。
背景技术：
调节器电路用于控制从例如干线的交流(AC)电源提供到例如 灯或电动机的负载的功率。这种电路经常使用一种被称作相位控制调 节的技术。这使得能够通过改变将负栽连接到电源的开关在给定周期 中导通的时间量来控制提供到负栽的功率。
例如，如果可以由正弦波表示由电源提供的电压，则在将负载连 接到电源的开关始终接通时提供到负载的功率最大。在此方式中，电 源的全部能量都传送到负载。如果每个周期(正周期和负周期)中将 开关关断一部分时间，则正弦波的成比例的量有效地与负栽隔离，因 此减少了提供到负载的平均能量。例如，如果每个周期中将开关接通 和关断半程，则仅一半功率将传送到负载。因为这些类型的电路经常 与电阻负栽而不是电感负载一起使用，所以重复地接通和关断电源的
影响将不明显，因为电阻负载对其具有固有的惯性。整体效果将会是，
例如在灯的情况下，在灯的亮度控制中产生平滑的调节动作。本领域
技术人员将很好地理解此技术。
现代调节电路通常以两种方式之一工作——前沿或后沿。 在前沿技术中，调节器电路在每个半周期的前端部分"切断"或阻
塞负栽的导电(因此称为"前沿")。
在后沿技术中，调节器电路在每个半周期的后端部分"切断"或阻
塞负载的导电。
图1A示出前沿调节器的功能表示，而图1B示出后沿电路的功能。 在图1A中，代表施加到负载的AC电源的正弦波的阴影区表示周 期中调节器电路允许电流到达负载的部分。在阴影区之前的空白区表
示周期中被调节器电路阻塞、阻止电源施加到调节器电路的部分。
在图1B中示出了相反的后沿情形。在此情况下，AC周期开始处 的阴影区表示周期中调节器电路允许电流到达负载的部分。阴影区之 后的空白区表示周期中被调节器电路阻塞、阻止电源施加到调节器电 路的部分。
对于具体应用使用两种技术中的哪一种取决于负载的类型。电感 负载类型(例如铁芯低压照明变压器和小风扇电动机)最适于前沿工 作模式，其中已建立的半周期负栽电流终止在实质上很低的电平上， 因此避免了不想要的电压尖峰。电容负载类型最适于后沿工作模式， 其中半周期开始处施加的负载电压以相对慢的速度从零爬升，因此避 免了不想要的电流尖峰。
在实践中，必须为合适的负栽选择合适的调节器。这需要每种类 型的调节器有多个库存，并且具有不正确的调节器被连接到给定负载 的风险。
在调节器电路的一个改进形式中，已经开发出已知为"适应性" 的或"通用，，的调节器，其既可以工作在前沿模式下也可以工作在后沿 模式下。这緩解了为每种调节器类型准备多个调节器以用于不同负载 的需要，并且安装者不必特别关心负载类型。另外，从制造的立场来看，仅需要一种安装类型的调节器。
通用调节器设计包括初始地确定哪种工作模式适合于所连接的 负载的装置，以及之后用于保存该工作模式的非易失性存储器元件。
有多种技术用于针对要控制的负载类型确定适当的稳定状态调 节器工作模式。典型的现有通用调节器设计在一次性地在工作开始时
确定"负载类别"的基础上工作，并且其后有效地作为标准调节器(或 者是前沿或者是后沿类型)。所选工作模式的表示存储在非易失性存 储器中，每次要操作负载时就可用于检索。
尽管对单模式调节器进行了改进，现有通用调节器存在这样的缺
点 一旦确定了工作模式，该设备就必须在该设备不工作时保存关于 选择了哪种工作模式的信息。

发明内容
根据本发明的一个方面，提供了 一种用于控制施加到负载的功率 的通用调节器，所述通用调节器包括负载类型检测器，其在使用时， 在每次激活通用调节器时检测负载类型。
在一种形式中，所述通用调节器适于在激活时工作在后沿模式， 并且所述负载类型检测器包括电感负载检测器，用于检测电感负载的 存在，并且所述通用调节器进一步包括模式控制电路，用于如果电感 负载检测器检测到电感负栽，则将通用调节器的工作模式改变为前沿 模式。
在一种形式中，所述电感负载检测器包括
电压振荡(ringing)检测器，用于检测跨负载的电压振荡信号；
以及
信号发生器，用于当电压振荡检测器检测到所述电压振荡信号 时，生成指示电感负载存在的信号。
在一个方面中，所述电压振荡检测器包括峰值检测器，用于检测 电压振荡信号的峰值和生成对应于所检测出的峰值的dc信号。
在一种形式中，所述电感负载检测器进一步包括dc累加器，用于
随时间累加d c信号以提供累加的d c信号。
在另一种形式中，所述电感负载检测器进一步包括比较器，用于 比较累加的dc信号和参考电压，并且当累加的dc信号超过参考电压时 产生输出。
在另一种形式中，所述电感负栽检测器进一步包括电感负载指 示器，用于当比较器的输出指示累加的dc信号超过参考电压时产生指 示电感负载的存在的信号。
在另一种形式中，所述电感负栽检测器进一步包括电压尖峰检测 器，用于检测跨负载的电压尖峰的存在，并且生成指示电压尖峰存在 的信号。
在一种形式的通用调节器中，在检测到电压振荡信号时，模式控 制电路在使用中将调节器电路的工作模式从后沿改变为前沿工作。
在另一种形式中，在检测到电压尖峰时，模式控制电路在使用中 将调节器电路的工作模式从后沿改变为前沿工作。
根据本发明的第二方面，提供了一种操作通用调节器的方法，该 通用调节器用于控制施加到负载的功率，所述方法包括在每次激活通 用调节器电路时使所迷通用调节器检测它所连接的负载的类型。
在一种形式中，该方法进一步包括使所述通用调节器在激活时工 作在后沿模式中并且如果检测到电感负载则改变为前沿模式。
在一种形式中，检测电感负载存在的步骤包括检测跨负载的电压振荡信号；以及
在检测到所述电压振荡信号时，生成表示电感负栽存在的信号。 在一种形式中，该方法进一步包括检测电压振荡信号的峰值并且
生成对应于所检测出的峰值的dc信号。
在一种形式中，该方法进一步包括仅在施加到负载的电压信号的
每个半周期的一个短时期期间检测电压振荡信号的峰值，以最小化电
噪声的影响。
在一种形式中，该方法进一步包括随时间累加dc信号以提供累加 的dc信号。
在另一种形式中，该方法进一步包括比较累加的dc信号和参考电 压，并且当累加的dc信号超过参考电压时产生输出。
在另一种形式中，该方法进一步包括当累加的dc信号超过参考电
压时产生指示电感负栽存在的信号。
在另一种形式中，该方法进一步包括检测跨负载的电压尖峰的存 在，并且生成指示电压尖峰存在的信号。
在另 一种形式中，该方法进一步包括在检测到电压振荡信号时将 调节器电路的工作模式从后沿改变到前沿工作。
在一种形式中，该方法进一步包括在检测到电压尖峰时将调节器 电路的工作模式从后沿改变为前沿工作。


现在将参考以下附图更具体地描述本发明，其中
图1A示出前沿调节器工作的表示； 图1B示出后沿调节器工作的表示；
图2示出根据本发明的一个方面的通用调节器，其中在每次激活 通用调节器时检测负栽类型；
图3示出根据本发明的另一个方面的通用调节器电路，其中使用 电感负载检测器检测负载类型；
图4示出在本发明的一个方面中使用振荡检测器的框图5示出跨控制电阻负载的调节器的电压波形；
图6A示出跨控制电感负载的调节器的电压波形；
图6B示出图6A的波形的放大版本；
图7示出图4的振荡检测器的主要元件的框图8示出图7的峰值检测器的输入和输出波形；
图9示出本发明的一个方面中使用电压尖峰检测器的框图10示出本发明的一个形式的电路图。
具体实施例方式
根据本发明的一个方面，本发明的通用调节器采用在每次激活灯 负载时选择适当的调节器工作模式的方法。因此，在负载关断时，不 需要保存工作模式以用于下一次负载操作。
根据本发明的一个方面，负栽类型检测的一种方法包括响应于所 连接的电感负载检测调节器电压振荡的存在。标准构造的低电压照明 变压器显示出充分的"漏电感"以产生所需的调节器电压振荡特征。当 灯的亮度级别相对较低时，在初始地处于较低的后沿模式导通角时检 测调节器电压振荡使得能切换到前沿模式——其中有效施加的负载 功率中的任何阶跃变化都是不明显的(在调节器导通角设置相同的情 况下，以后沿模式驱动的照明变压器将产生比在以前沿模式驱动时高 的输出功率电平。在导通角较大时此差别较大)。
根据本发明的另一方面，与上述主要方法以级联方式合作的负栽 类型检测的次要方法，使得例如风扇电动机的高电感负栽也能容易地 被检测，从而切换到前沿模式。对于此检测方法，由于高电感负栽产 生的后沿调节器电压尖峰，被箝位到安全可接受的电平，同时受到监 视以促使切换到前沿模式。以与上述相似的方式，在初始地处于较低 低的后沿模式导通角时检测调节器电压尖峰使得能在电动机处于相 对较低的导通角时，即，在电动机甚至开始旋转之前，切换到前沿模 式。
仅将描述用于提供所讨论的自动检测所连接的电感负栽的额外 功能的相关电路部分。关于产生适于实现调节器工作的反向或正向相 位控制模式所必要的驱动控制信号的电路被省略，因为它可以是如今 通用的调节器中的标准电路，并且对于本领域技术人员来说是公知 的。
假设这样的控制电路初始地工作于反向相位，或后沿控制模式， 但是能够在需要时被触发到正向相位控制。
参考图2，示出了连接到负载30并且控制施加到负载30的功率的 通用调节器l。在通用调节器l内，是根据本发明的一个方面的负载类 型检测器2，其在每次激活通用调节器1时检测负载30的类型。
在本发明的一个具体形式中，由电感负载检测器3提供负载类型 检测器2，如图3中所示。在此方面中，通用调节器l还具有模式控制 电路4，用于改变通用调节器l的工作模式。在此方面中，通用调节器 1以后沿模式开始工作，并且在电感负载检测器3检测到电感负载时 (然后生成一个信号给模式控制电路4)，模式控制电路4将通用调节 器l的工作模式从后沿变为前沿，如本领域技术人员所知的。
参考图4，示出了电感负载检测器3的一种具体形式的框图。所示 的有振荡检测器IO，其接收跨负栽30的负载电压的测量结果作为输 入。如果负载30是电感负载，则使用后沿调节将导致跨负载感应出电 压振荡信号。当检测到这个电压振荡信号时，振荡检测器10将产生一 个信号指示电感负载的存在。
当使用在通用调节器中时，此信号可以应用于已知电路(未示出) 以将通用调节器的工作模式从后沿变为前沿，如本领域技术人员将理 解的。
事实上，如果在需要检测振荡或检测负载类型的另一种设备中使 用振荡电路，则可以按该设备的需要使用此信号。例如，如果该设备 是非通用的调节器并且仅可以在后沿模式下工作，则此信号可以用作 停止或其它告警信号以防止对该设备和周围设备的破坏。
在此具体实施例中，经锁存器20提供指示信号给模式控制电路。
为了帮助理解以上讨论和以下将要讨论的配置的功能，现在参考 图5、 6A和6B,它们示出在该配置中各个点的信号波形。
图5示出当连接到电阻负载30时，后沿模式中在以低导通角启动 时跨调节器的电压。如所示，在每个半周期导通时段结束处，调节器 电压从接近零伏上升到瞬时线电压。
图6A现在示出当调节器1连接到电感负载时，后沿模式中在以低 导通角启动时跨调节器的电压。在此情况下，在半周期导通时段结束 处，调节器电压从接近零伏上升到短暂地超过瞬时线电压。
图6B示出图6A的放大波形，示出当连接到电感负载时，在以低 导通角启动时跨调节器l的电压。以显著大于线电压频率的频率发生电压振动或振荡，如以下将要
进一步讨论的，振荡幅度为Vpk。
现在看图7，示出了振荡检测器10的主要元件。在振荡检测器IO 的输入端是用于提取如上参考图6B所述的高频分量的滤波器11。此信 号分量一般是来自施加到负栽的千线ac电压(典型地为50Hz - 60Hz， 取决于国家和应用)的大约lkHz振荡信号。
此提取出的信号然后施加到峰值检测器12,其检测振荡信号中的 峰。这些峰的检测结果然后产生输入到比较器13的信号。参考电压也 施加到比较器13的第二输入端。当来自峰值检测器12的输出信号的电 平超过参考电压时，比较器13将产生指示存在振荡的信号，该信号反 过来指示负载30是电感负载。
图8示出从图7中所示的滤波器11输出的波形，滤波器ll是高通滤 波器，其过滤掉线电压频率分量，因此仅幅度为Vpk的振荡波形分量 出现在峰值检测器12的输入端。
峰值检测器12的有效响应时间等于若干个线电压周期，因此仅在 相应数量的连续振荡波形现象发生之后才得到峰输出电压。
当峰值检测器输出的幅度超过相关参考电压时，随后的比较器激 活锁存电路以改变调节器工作模式为前沿模式。图8示出峰值检测器 的上升到值Vpk的输出波形。图8也以虚线示出参考电压Vref的值。
当调节器工作模式变为前沿模式时，峰值检测器的输出因为衰减
时间常数相对较慢而緩慢降到零。
将理解，当此配置用于通用调节电路时，此输出可以用于触发已 知模式的控制电路，以将通用调节电路的工作模式从后沿变为前沿， 如上所述。
图9示出图4外加一个尖峰检测器40。尖峰检测器40可以用于与振 荡检测器10结合，以进一步提高本发明配置的性能。
现在将参考图IO具体描述本发明的优选实施例的电路和工作。 本发明的电路可以分为若干功能模块，如下所述 功率晶体管驱动电路
在典型的反相控制调节器中的负载导通元件包括一对例如
MOSFET器件的晶体管。需要适当的门输入驱动电路以提供对开关转 换时间的控制，以作为限制EMI (电磁接口 )辐射电平的手段(在工 业中应用严格的标准以限制来自例如调节器的设备的EMI电平)。
如图10中所示的晶体管Q9和Q10以串行背靠背的方式串联，以形 成用于控制所连接的负载的ac开关。在此实施例中，晶体管Q9和Q10
晶体管)。电阻R23和R24帮助防止并联的MOSFET中发生的寄生振 荡。
对电阻R16施加驱动电压导致晶体管Q6的导通，同时使得晶体管 Q8截止并且晶体管Q7也导通，因此导致激活负载控制ac开关。
选择电阻R18、 R19和R20的值以确保Q7的导通状态与Q6相同， 而Q8呈相反的导通状态。Q7提供电平移动功能，而Q8提供反相功能。
电阻R21限制经Q7到ac开关门输入的开启电流，这对实现受控的 前沿开关转换时间是必要的，尤其是当调节器工作处于正向相位或前 沿控制模式时。
电阻R22限制来自ac开关门输入并流经Q8的关断电流，对实现受 控的后沿开关转换时间是必要的，尤其是当调节器工作处于反向相位 控制模式时。
使用偏置电阻R13、 R14和R15以及阻塞二极管D6，将电平移动 晶体管Q5配置成导通状态与Q6相反。此晶体管提供反相的拉高驱动 以用于振荡检测器电路的瞬时建立，振荡检测器电路将在以下具体描 述。
振荡检测器电路
电容C1部分地决定了每次干线半周期调节器关断转换时振荡信 号的幅度和频率。二极管D1和D2，和与Q9和Q10相关的固有反相二 极管一起，形成二极管桥以提供调节器电压波形的全波整流。每次干 线半周期关断转换时，在桥的dc侧出现开始是上升的、接着是以瞬时 干线电压为中心的振荡电压分量的电压。
在上升的调节器电压转换时，输入耦合电容C3变为经串联元件 电阻R9、 二极管D4和15V dc母线充电到等于峰振荡电压的电平。
在第一振荡周期期间，二极管D4变成反向偏置的而D5是正向偏 置的，之后电压下降。这使得局部电荷存储从C3经电阻R9、 R26和二 极管D5转移到检测器输出电容C4——其因此引发相对于15V母线的 负电压。
传递到检测器输出电容C4的电荷随每个干线半周期振荡现象而 积累，电容电压相应增加。
滤波器输入电阻R26提供高频"噪声"抑制功能。电阻R27代表在 二极管桥电路的dc侧，对于确保桥输出电压可以以与调节器终端电压 相似的速度下降所必要的负荷。可以由15V母线的电流源元件提供这 种负荷元件。
检测器放电电阻R10具有足够的阻值，使得检测器输出电容C4 的放电速度与充电脉冲重复速度相比相对较慢。
二极管D5在上升调节器电压转换期间防止检测器输出电容C4放 电。这对于"检测，，功能来说是必要的。
电阻R25与输入耦合电容C3—起提供高通滤波功能，以防止干线 瞬时电压的变化的相对较慢的下降速度作用于检测器输出电压。这提 供图7中框11的功能。
比较器电路13 (参见图7)包括偏置电流电阻R8、参考齐纳二极 管Z2和晶体管Q3。 Q3的发射极形成比较器的输入，而集电极形成输 出。
锁存电路20包括晶体管Q1和Q2以及偏置电流电阻R4、 R5、 R6 和R7。 Ql的基极形成从比较器13的输出进行驱动的锁存输入，而集 电极形成输出。
检测器禁止(disable)晶体管Q4，通常通过基极电流源电阻Rll 被偏置为导通。在这种情况下，检测器输出电容C4的电荷源被分流， 因此禁止振荡检测器。晶体管Q5与电容C5和电阻R11—起用于在每次 干线半周期关断转换时暂时移除对Q4的偏置源，因此允许(enable)
振荡检测器工作。这使得检测器对如前所述的周围电噪声的易感性最 小化。
当Q7不处于导通状态时，由电阻R13、 R14和R15偏置Q5。在Q7 导通状态中，二极管D6用于去除Q5的基极电流源。 过电压检测电路
如上所述，可以实现以增强电路功能的其它功能是使用过电压或
电压尖峰检测电路。
当连接到例如基于铁芯变压器的氖灯的高电感负载时，反向相位
控制模式下的调节器的工作将导致每次干线半周期调节器关断转换 时跨调节器两端出现过大的电压尖峰。
在存在任何可感知级别的电流时关断开关导致跨负栽电压的突
然上升。如公知的关系式所描述的
<formula>formula see original document page 15</formula>
其中V是跨电感负栽出现的电压； L是负载的电感数值；以及 dl/dt是通过负载的电流I随时间t的变化速率 如本领域技术人员所理解的。
可见，通过负栽的电流I的变化速率越大，出现的电压尖峰越大。 因此，关断开关时的电流越大(导致电流在很短的时间内下降到零)， 电流的变化速率越大并且因此所感应的电压尖峰越大。
过电压检测电路配置首先用于安全地限制尖峰电压幅度，然后是 在多个连续的干线电压半周期(例如3-6个半周期)检测出尖峰之后 激活锁存电路。
一旦被触发，锁存器输出状态用于通知调节器控制电路机制，调 节器操作应改变为正向相位或前沿控制模式。
再参考图IO， 二极管D1和D2，和与Q9和Q10相关的固有反向二 极管一起，形成二极管桥以提供如上所述相对于振荡检测器的调节器 电压波形的全波整流。变阻器MV1和齐纳二极管Z1的串联电路提供必 要的调节器终端电压尖峰箝位功能。
在箝位现象期间，引起跨电阻R1的电压，并且检测器输出电容 C2能够通过电阻R2和二极管D3充电。阻塞二极管D3防止在电压尖峰 现象之间相对长的时间间隔内C2通过R2和R1放电。
滤波器输入电阻R2提供高频"噪声"抑制功能。输出电阻R3与现 有锁存电路输入电阻R5和晶体管Q2—起用于形成基本的比较器功 能，以确定所需的检测器输出电压电平，从而触发锁存器。
将意识到，参考具体实施例描述了上述内容，但是可以在本发明 的范围内作出许多变更和修改。
具体地，该电路可用作在任何适当应用中使用的电压振荡检测 器。此外，虽然在通用调节器的背景下描述了本发明，以使其自动检 测连接到调节器的负栽类型，但是可以理解该电路可以应用于常规的 通用调节器，它将在第一次连接到负载时确定其工作模式，并且在存 储器中保存该工作信息以备其在该模式下的后续使用。
或者，所描述的一个或多个电路甚至能够用在非通用的调节器 中，作为安全告警关断意外连接到电感负载的后沿调节器。
还将理解，在整个说明书中，除了上下文需要，否则词语"包括，， 应理解包括为所指出整体或整体的组，而不排除任何其它整体或整体 的组。
在本说明书中对任何现有技术的参考不是，并且不应该被视为承 认这种现有技术形成公知常识的一部分，或任何形式的这种暗示。
权利要求
1.一种用于控制施加到负载的功率的通用调节器，所述通用调节器包括负载类型检测器，该负载类型检测器在使用中在每次激活通用调节器时检测负载类型。
2. 如权利要求l的通用调节器，其中，所述通用调节器适于在激 活时工作在后沿模式，并且所述负栽类型检测器包括电感负载检测 器，用于检测电感负载的存在，并且所述通用调节器进一步包括模式 控制电路，用于如果电感负载检测器检测到电感负载，则将通用调节 器的工作模式改变为前沿模式。
3. 如权利要求2的通用调节器，其中，所述电感负载检测器包括 电压振荡检测器，用于检测跨负载的电压振荡信号；以及 信号发生器，用于当电压振荡检测器检测到所迷电压振荡信号时，生成指示电感负载存在的信号。
4. 如权利要求3的通用调节器，其中，所述电压振荡检测器包括 峰值检测器，用于检测电压振荡信号的峰值和生成对应于所检测出的 峰值的dc信号。
5. 如权利要求4的通用调节器，其中，所述电感负载检测器进一 步包括dc累加器，用于随时间累加dc信号以提供累加的dc信号。
6. 如权利要求5的通用调节器，其中，所述电感负载检测器进一 步包括比较器，用于比较累加的dc信号和参考电压，并且当累加的dc 信号超过参考电压时产生输出。
7. 如权利要求6的通用调节器，其中，所述电感负载检测器进一 步包括电感负载指示器，用于当比较器的输出指示累加的dc信号超过 参考电压时产生指示电感负栽的存在的信号。
8. 如权利要求7的通用调节器，其中，所述电感负栽检测器进一 步包括电压尖峰检测器，用于检测跨负载的电压尖峰的存在，并且生 成指示电压尖峰存在的信号。
9. 如权利要求3的通用调节器，其中，在检测到电压振荡信号时， 模式控制电路在使用中将调节器电路的工作模式从后沿变为前沿工 作。
10. 如权利要求8的通用调节器，其中，在检测到电压尖峰时， 模式改变电路在使用中将调节器电路的工作模式从后沿变为前沿工 作。
11. 一种操作通用调节器的方法，该通用调节器用于控制施加到 负载的功率，所述方法包括使所述通用调节器在每次激活通用调节器 电路时检测它所连接的负载的类型。
12. 如权利要求ll的方法，进一步包括使所述通用调节器在激活 时工作在后沿模式，并且如果检测到电感负载则改变为前沿模式。
13. 如权利要求12的方法，其中，所述检测电感负栽存在的步骤包括检测跨负载的电压振荡信号；以及在检测到所述电压振荡信号时，生成表示电感负载存在的信号。
14. 如权利要求13的方法，进一步包括检测电压振荡信号的峰值 并且生成对应于所检测出的峰值的dc信号。
15. 如权利要求14的方法，进一步包括仅在施加到负栽的电压信号的每个半周期的一个短时段期间检测电压振荡信号的峰值，以最小 化电噪声的影响。
16. 如权利要求14的方法，进一步包括随时间累加dc信号以提供 累加的dc信号。
17. 如权利要求16的方法，进一步包括比较累加的dc信号和参考 电压，并且当累加的dc信号超过参考电压时产生输出。
18. 如权利要求16的方法，进一步包括当累加的dc信号超过参考 电压时产生指示电感负载存在的信号。
19. 如权利要求12的方法，进一步包括检测跨负载的电压尖峰的 存在，并且生成指示电压尖峰存在的信号。
20. 如权利要求13的方法，进一步包括在检测到电压振荡信号时 将调节器电路的工作模式从后沿改变到前沿工作。
21.如权利要求19的方法，进一步包括在检测到电压尖峰时将调 节器电路的工作模式从后沿改变为前沿工作。
全文摘要
本申请公开了一种通用调节器，每次激活该通用调节器时，其检测它所连接的负载类型。因此不需要为将来的使用而存储关于连接到通用调节器的负载类型的信息。在一种形式中，通用调节器以后沿模式开始每次工作，并且在检测到电感负载时切换到前沿模式。
文档编号H05B39/04GK101371622SQ200680051442
公开日2009年2月18日 申请日期2006年12月12日 优先权日2005年12月12日
发明者J·R·温德森 申请人:澳大利亚奇胜有限公司