阈值电平时的低电阻的区域，其中I_u受反馈信号控制。LR模式的电阻优选小于约50 Ω，并且更优选地小于约5Ω。
[0037]2)可选地，增加电阻的区域，藉此电流最初限制在触发电平，随后随着器件两端的增加的电压而降低，产生电流限制和负阻特性。优选地，ACB元件的NDR模式具有-1/R.的I/V斜率，其中Rnk在约0.2/1 欧姆和约20/Ι_ΛΛ欧姆之间，其中是装置的最大电流限制。
[0038]3)当电压高于预置电平(时的高电阻区域。HR模式的电阻优选大于约10k Ω，且更优选地大于约IM Ω。
[0039]图6示出了 ACB元件的示例性1-V特性。示出了负电阻的宽区域，但实际上，可调节此区域的范围以适合特定应用的要求。在某些情况中，已经发现利用负电阻率的较宽区域是有利的，因为这有效地放慢了电流变化随着增加的电压的速率，归因于由V = Ldl/dt给出的感应电压和电流变化速率之间的关系，其否则可导致在寄生电感上发展的过高的瞬态电压(如可存在于正常布线中)。
[0040]当使用简单开关时，dl/dt变得极高，并且因此在开关上感应的电压V也可以是非常大的，并且可容易地超过典型的半导体开关设备(例如MOSFET)的额定电压，从而引起雪崩击穿。在峰值电流I处存储在杂散电感L中的能量由E = 1/2LI2给出。此能量可容易地超过半导体开关的最大雪崩能量额定值(rating)，从而引起可靠性下降和故障。受控负电阻过渡区域的使用允许以显著地降低峰值电压并且确保电路的安全操作这样的方式来控制电流减少的速率。
[0041]ACB的元件的NDR模式将具有-1/R.的I/V斜率，其中Rnh^ V激最大/I關最大近似地给出，并且其中是以安培为单位的装置的最大电流限制，并且是以伏特为单位的在1_!^处的复位(reset)电压。注意，可调制限制电流Ipgfw，因此是其对于给定电路的最大值。根据这些考虑，优选将设置在5V和40V之间的范围内。在该范围的下端，过渡损耗将被最小化，但较高的感应电压可产生。在该范围的上端，将生成较低的电压，但过渡损耗将更高。可通过考虑最终应用中的最重要的因素来确定折衷值。
[0042]负电阻的较宽区域的优势被操作中的附加功耗抵消。然而，这通常不是预期的低功率应用中的问题。取决于实际预期装置(appliance)应用，负电阻区域的精确值和宽度因此变为设计考虑。
[0043]电流限制阈值受误差放大器控制，该误差放大器将输出电压与设置参考进行比较。误差放大器藉此可以模拟闭环调节方式来连续地调制电流限制，并且精确地控制被转移至输出的功率的量，因此紧密地控制输出电压。以这种方式，可提供经调节的输出电压。
[0044]图7示出了 ACB元件的操作的示例，其示出了设置&|和Ira的不同值的能力。图7中的曲线是对于控制信号的不同值的ACB元件的模拟1-V曲线。显然，改变提供至ACB的控制信号使得Ipra (例如，1 12等)和V餓(例如，V1, \等)两者都改变。
[0045]如对大多数电源是典型的，存储电容器Cres用于移除ACB输出电流波形的高频含量，从而在输出处提供经平滑的电压。任何积分电路可被用于此功能。
[0046]图8示出了电路的操作。当施加经整流的AC电压802，并且电压最初开始上升时，ACB元件提供低值电阻。电流流入存储电容，从而朝向所需电平对其充电。如由ACB输出电流迹线(图8中的粗黑线)的部分804所示的，电流以近似线性方式上升。
[0047]当电流达到1_时，其中1_受参考误差放大器控制，ACB元件电流限制，且电阻随着上升的输入AC电压而迅速增加，从而将电流降低至低电平，藉此创建NDR区域。ACB输出电流波形的相应部分是图8上的806。随着器件两端的电压达到并超过复位电压，ACB元件电阻达到最大值，并且电阻稳定在此非常高的电平下。ACB输出电流波形的相应部分是图8上的808。
[0048]电荷被存储电容器存储，并在半个经整流的AC循环上被负载逐渐耗尽。因为当电容器被充电时电阻为低，因此连接至经整流的AC的器件耗散非常少的功率。随着AC循环继续，经整流的电压下降回到低于复位电压的电平。循环反转，且电阻现在开始减少，并且电流开始再次流动，对存储电容器再充电。ACB输出电流波形的相应部分是图8上的810。随着电压进一步下降，电流增加至由误差放大器所设置的限制电平。在此时，器件已返回到其低电阻状态，并且电流流动直到AC电压下降到负载电压之下。ACB输出电流波形的相应部分是图8上的812。当下半循环开始时，操作重复。
[0049]当输出电压超过期望电平时，误差放大器通过以为了减小这样的方式来改变控制信号来作出响应。类似地，如果输出电压太低，则误差放大器通过改变控制信号以便增加I_u来作出响应。通过在每个循环期间控制I_u，可控制在AC循环上的被提供至电容器的平均电流814并使其等于被供应至负载的平均电流。
[0050]图9示出了改变Irw (即，从906到908)可改变平均电流(例如，从902到904)。
[0051]图10示出了示例性电路实现1004。此处，在虚线框1006中所示的电路用作图5上的ACB元件502。此处，ACB元件包括串联连接以形成ACB电流Iacb的电流路径的第一和第二晶体管(Jl和Ml)。第一 ACB晶体管(Jl)的栅极被连接至到ACB元件(经由Rl)的输Ao第二 ACB晶体管(Ml)的栅极被连接至线性差分放大器(0A2)的输出，该线性差分放大器(0A2)具有在第一和第二 ACB晶体管之间的节点和控制信号(即，OAl的输出)作为输入。
[0052]此电路的操作如下。Ml是耗尽型N型MOSFET(NMOS)器件并且Jl是P型JPFET (PJFET)。当输入经整流AC电压1002处于零时，这些器件是低电阻。使用耗尽型器件是有利的(尽管不是必需的要求)，因为这些器件不需要为最初导电的偏压，并因此允许电路在没有任何外部偏压的情况下启动。
[0053]线性误差运算放大器OAl提供由下式给出的在点A处的误差电压Va:
[0054]Va= G 3 (V输出"Veef)
[0055]其中:
[0056]匕是放大器OAl的误差放大器增益，
[0057]Vi5出是输出电压，并且
[0058]Vkef是参考电压。
[0059]放大器增益可以是频率依赖的以提供如在模拟控制理论中常见的期望的瞬态响应特性。
[0060]线性运算放大器0A2提供在点C处的电压Vc以使得:
[0061]Vc= G2* (Va-Vb)
[0062]其中:
[0063]匕是放大器0A2的误差放大器增益，
[0064]Va是在OAl的输出处(点A)的电压，并且
[0065]Vb是在Jl的源极(点B)处产生的电压。
[0066]随着经整流的AC电压1002上升到输出电压之上，电流在器件Ml和Jl中流动，弓丨起Jl两端的电压降，因此将B处的电压增加到高于输出电压达I*RT1，其中R11是JFET导通状态电阻。当经整流的AC电压使足够的电流流动时，在B处的电压将超过误差放大器输出A处的电压。这将使放大器0A2降低其输出电压，从而减少在Ml的栅极处的电压。此闭环反馈动作使Ml将电流限制到维持B处的电压等于放大器输出A的电压的电平。可以看出，在A处的电压越高，电流限制的电平将越高，而相反，低电平将引起低电平限制。因此，实现了依赖于控制信号的电流限制动作的功能。
[0067]随着经整流的AC电压上升，Jl的栅极电压也通过Rl上升。增加的栅极电压开始夹断(pinch off) Jlo 0A2继续操作以维持B处的电压近似恒定。随着输出电压近似恒定，在JFET两端的电压差保持近似恒定。随着增加的经整流的AC电压的Jl的增加的电阻因此使电流下降。随着增加的电压的减少的电流创建ACB元件的负电阻区域。
[0068]随着经整流的AC电压进一步增加，Jl的栅极电压变得足以夹断JFET。放大器0A2继续驱动NMOS栅极以试图控制B处的电压，从而导致还用于将其关闭的到Ml的栅极驱动。因此，器件进入高电阻的第三区域。
[0069]当AC电压已经到达其峰值，并且电压在循环结束时返回朝向零时，JFET栅极电压最终下降到低于保持其夹断所需的电平，从而处于与在先前循环期间导致传导停止的电压类似的电压。这是有利的，因为其创建具有特征双三角形状(见图8和图9)的电流波形，从而给出比具有相同平均电流的单个三角波形状低的峰值电流。
[0070]Jl开始再次传导，并且电流开始流动，增加直到再一次达到电流的限制值。经整流的AC电压的进一步降低使电流随后回落到零。循环随后重复，其中放大器OAl响应于输出电压的电平来调制A处的电压，从而调节输出。
[0071]具有经调节的电流限制的此设计的尤为有利的特征在于即使在短路情况下，器件也将仅供应所设计的最大电流，并因此一般如电源通常所需的，在短路情况下是固有安全的。
[0072]图11示出了另一示例性电路实现。具有与工业标准TLVH431类型参考类似的功能的带隙参考集成电路ICl结合电压参考(图10中的Vref)和误差放大器(图10中的0A1)的功能。此器