，HFET 308处于导通状态，用漏极端子306与源极端子318之间的电压Vds 310传导漏极电流Id 304。
[0058]示例性半导体器件308被已知为耗尽型器件，因为它需要在栅极端子314上相对于源极端子318的非零电压来停止漏极电流Id 304的传导。晶体管的正常状态通常被认为是栅极和源极之间无信号的状态。也就是，耗尽型器件被认为是通常导通的，因为当它在栅极和源极之间具有零伏电压时，它可以传导电流。耗尽型HFET器件需要比栅极和源极之间的一阈值更负的负电压来停止漏极电流Id 304的传导。栅极与源极之间的正电压和栅极与源极之间的零电压将允许耗尽型器件传导。常规HFET器件是耗尽型器件。
[0059]本领域技术人员应当理解，本发明不但可以应用于耗尽型器件而且可以应用于增强型器件。增强型器件需要在栅极端子314上相对于源极端子318的非零电压来允许漏极电流Id 304的传导。也就是，增强型器件被认为通常是断开的，因为当它在栅极和源极之间具有零伏电压时，它不能够传导电流。栅极和源极之间的负电压也会保持增强型器件断开。通过变更栅极与源极之间的电压使得在导通状态下栅极相对于源极是正的且在断开状态下栅极相对于源极是负的或处于与源极相同的电势，本公开内容中关于耗尽型器件给出的实施例可以应用于增强型器件。增强型HFET器件需要比栅极与源极之间的阈值更大的正电压来允许传导漏极电流Id 304。
[0060]图3B是在相同的竖直轴332上示出用于图3A的示例性电路的漏极电流Id 304和电压Vds 310的曲线图330。图3B中的曲线图示出，电压Vds 310是比V#j、得多的恒定值VJ36，且电流Id 304是恒定值IJ34，该恒定值IJ34是电阻器302两端的电压除以电阻R。也就是，I1= (V B-V1)/R0
[0061]图4是示出图3A的示例性电路中的示例性HFET开关308的一部分的横截面的示图400，大体上例示对于图3B的曲线图中所描绘的条件的电荷和电容的分布。传导触点的机械表示已经从图4中省略以允许更好地例示器件的电气性能。
[0062]在图4的示图中，电容器C1 410、C2 420以及Cn 430表示如图2中示出的电荷分布结构的传导部件之间的电容。类似地，图4中的电容器Csi 415、Cs2 425以及Csn 435表示如图2中示出的电荷分布结构的部件与2DEG 155之间的电容。图4中的电容器Csq 405表示如图2中示出的栅极触点130与2DEG 155之间的电容的一部分。
[0063]HEMT的运行涉及由多个位置处的多个物理过程产生的电荷之间的相互作用。此公开内容仅仅针对对于理解本发明必不可少的电荷，强调与电荷分布结构的传导部件之间的电容中的电流的传导相关联的电荷。所有已知的电荷在示图中未明确地示出，以避免不必要的复杂性。应理解，在整个器件中，有相等的正电荷和负电荷使器件为电中性的。换句话说，一个负电荷必须由器件中某个地方的一个正电荷补偿。
[0064]图4示出极化电荷、自由移动电荷和表面电荷的实施例。极化电荷440和455是第二有源层115内固定电荷的实施例。第二有源层115与第一有源层120之间的边界附近的正极化电荷440由第二有源层115的上表面之下的负极化电荷455补偿。稍后将在此公开内容中解释极化电荷的起源。第一有源层120中的2DEG 155是负的自由移动电荷的实施例，因为电子携带负电荷。也是电子的另一些移动负电荷450被从第二有源层115的表面移除，以形成补偿2DEG 155的负电荷的正表面电荷(图4中未明确示出)。
[0065]图4示出是漏极电流Id 304的结果的电子流445。当开关308传导时，包括2DEG155的电子在源极端子318与漏极端子306之间移动。电子流445在与外部漏极电流304相反的方向上，因为电路中的电流按照惯例被定义为正电荷流，而电子具有负电荷。因此，对于电流，正电荷在一个方向上的移动相当于负电荷在相反方向上的移动。
[0066]可以从电场与电荷之间的相互作用理解HFET的行为。电中性器件不具有净电荷。换句话说，电中性器件中的每一个正电荷具有一个相应的负电荷，使得正电荷与负电荷的和是零。虽然器件可以是电中性的，但正电荷和负电荷可以非均匀地分布在器件中。电中性不意味着没有电场。电荷的分布和作为结果的电场是重要的，因为它们影响器件的击穿能力。
[0067]在电中性HFET中，由不同材料中原子之间的间隔之间的不匹配引起的机械力产生一个电场，该电场有时叫做压电场，该电场从衬底延伸到器件的表面。内部压电场作用于离子化施主原子和极化电荷(重新排列成偶极子的束缚电荷)以在第一有源层120与第二有源层115之间的接点处在第二有源层115中形成正电荷440。源自正电荷440的电场将沟道内电子的负电荷吸引到该接点。换句话说，正电荷440由来自对于漏极电流Id 304是必要的二维电子气155的负电荷局部地补偿。
[0068]就正电荷440是由于极化电荷引起的(其与负极化电荷455具有为零的总和电荷)方面来说，沟道中的自由电子未由极化电荷全局补偿。由于HFET开关308中的层通常是未掺杂的或仅仅轻微掺杂的(无意地)，沟道内的电子必须以某种其他方式被补偿。已经发现，补偿电荷驻留在HFET开关308的表面上。如图4中示出的，负电荷450可以在HFET开关308的表面与周围环境之间转移以将补偿正电荷(未明确示出)留在HFET开关308的表面处。在没有此补偿电荷的情况下，器件的沟道将不传导。
[0069]在动态条件下，当HFET开关308从导通状态变化为断开状态时，二维电子气中的电子离开源极与漏极之间的沟道。此外，在动态条件下，沟道中的电荷可能被非均匀地分布在漏极与源极之间。如果HFET开关308的表面处的正补偿电荷保持固定，而沟道内的负电荷减少，电场梯度(在一距离内电场变化的量)可以变得足够高以损坏器件。电荷分布结构的一个目的是促进器件表面上的电荷转移以补偿沟道内的变化电荷，使得在源极和漏极之间的半导体材料中或多或少均匀地散布电场。
[0070]图5A是示出被修改用于动态运行的图3A的示例性电路的原理图500。在图5A的实施例中，可变电压源505耦合在HFET 308的栅极端子314与源极端子318之间。可变电压源505在负值-Vqff 530与相对小的正值525之间改变电压Ves 510。在图5A的实施例中，当电压Ves 510处于大于或等于零的值525时，HFET 308处于导通状态，且当电压Ves510处于比阈值更负的负值-Vqff 530时，HFET 308处于断开状态。再次地，此所讨论的极性对应于通常导通的(耗尽型的)一个示例性HFET。对于通常断开的HFET (增强型)，当电压Ves 510小于或等于正阈值时，器件将处于断开状态，且当电压Ves 510大于正阈值时，器件将处于导通状态。在图5A的实施例中，HFET 308在时间tQ 535处从导通状态切换到断开状态。
[0071]图5B是相对于时间在tQ 535附近示出图5A的示例性电路中的示例性HFET开关308的漏极电流Id 515和电压Vds 520的曲线图550。图5B中，在相同的竖直轴555上标绘电流和电压。曲线图550示出，导通状态与断开状态之间的转变发生在初始时间\ 575与终止时间tF 580之间的有限间隔内。
[0072]在转变期间，漏极电流570从时间h 575之前的值I1 560变化到时间tF 580之后的基本零。也在转变期间，漏极端子306与源极端子318之间的电压565从时间\ 575之前的值V1 585变化到时间tF 580之后的高得多的值Vb 590。
[0073]应当理解，实际电路具有在图5A的示例性电路中未考虑的电感。如果考虑典型的电感值，在时间h 575与时间tF 580之间漏极电流从值L560到基本零的转变会将漏极端子306与源极端子318之间的电压提高到显著高于电压源312的值Vb的值。因此，功率开关的击穿电压通常必须比电路中最高的电源电压高得多。
[0074]图6是示出在图5A的示例性电路的动态条件下与图4相同的横截面的视图600，大体上例示对于在图5B的曲线图中所描绘的条件电荷和电流的分布。如在图4中，已经省略了传导触点的机械表示以允许更好地例示器件的电性能。
[0075]图6示出在如图5B中所例示的在时间\ 575与时间tF 580之间从导通状态转变到断开状态期间示例性电容耦合电荷分布结构的运行。如图6中所例示的，随着漏极端子306与源极端子318之间的电压Vds 520向着值Vb增加，电子流660和漏极电流Id 515在向着零减小。
[0076]随着电子流660向着零减小，电子离开沟道的二维电子气，使沟道中的电荷不那么负。因此，需要减少补偿沟道的电子气的正表面电荷。通过增加表面处的负电荷650实现减少表面处的正电荷。因此，随着来自周围环境的电子积聚以减少第二有源层115的正表面电荷，电容器Cstl 405、Csi 415、Cs2 425以及Csn 435分别传导电流Iqq 610、Iqi 620、Iq2630以及Iqn 640。电荷的减少有时被称为放电。电荷的恢复有时被称为再充电。随着功率开关从导通状态转变到断开状态，第二有源层115的表面处的电荷的动态分布在漏极端子306和源极端子318之间的材料中或多或少均匀地散布电场。因此，电荷分布结构被配置为在HFET器件的开关转变期间在器件上产生表面放电和表面再充电。
[0077]类似地，随着HFET开关从断开状态转变到导通状态，随着电子流660增加，电子进入沟道的二维电子气。因此，正表面电荷需要增加以补偿沟道的电子气的增加。因此，电容器Cstl 405、Csi 415、Cs2 425以及Csn 435传导将电子从HFET的表面转移到周围环境的电流，增加第二有源层115的表面处的正电荷。
[0078]如之前所提到的，常常期望断开状态与导通状态之间的转变尽可能快地进行。此转变的速度被称为器件的开关速度。如果信号以比HFET的开关速度更快的速率驱动HFET，该器件可能经历过早击穿，过早击穿可以导致不可逆的器件退化。确定器件的开关速度的一个重要因素是其表面放电和再充电时间，表面放电和再充电时间部分地取决于用于电荷分布结构的特定配置。因此，电荷分布结构通常应该被设计成使得它以比一个设计目标开关速度更大的速率产生表面放电和再充电。
[0079]图7A是示出包括根据本发明的教导的电容耦合电荷分布结构的示例性HFET的多个部分和特征的相对位置的立体图700。图7B是图7A中示出的器件的一个不同的立体图750。图7A和图7B中示出的示例性半导体器件与图1中所描述的器件的类型相同。
[0080]图7A和图7B例示根据本发明的教导可以如何从制造HFET期间沉积的金属装配电荷分布结构的部件。在图7A和图7B中已移除示例性器件的一些层的部分，以更详细地暴露下面的特征。所有的层通常覆盖整个器件，在器件的每侧上在相同的竖直平面处终止。
[0081]与图1的横截面表示一致，图7A的立体图中最接近观察者的面示出第一有源层728、第二有源层726和电介质层724。图7A还示出沉积在第二有源层726之上的传导源极触点712和传导漏极触点722。
[0082]栅极电介质724在源极触点712与漏极触点722之间沉积在第二有源层726之上。传导栅极触点714沉积在栅极电介质层724之上。图7A和图7B将图1中所例示的钝化层105示出为两个钝化层708和710，以指示该钝化是在制造过程的两个步骤中沉积的。
[0083]在图1的横截面中不明显但在图7A和图7B中清楚示出的一个特征是，示例性电荷分布结构被制造在两个不同层上。电荷分布结构的水平部件由适当厚度的传导材料制造，从顶部看去表现为常规二维视图中的带条。在一个实施例中，带条的厚度可以是与带条的宽度近似相同的尺寸。虽然在此讨论的实施例将水平部件称为带条，但更一般地水平部件可以是具有各种不同横截面形状的伸长部件。
[0084]图7A示出形成一个层的顶部带条702、704和706，以及形成电荷分布结构的三个传导部件的另一个层的底部带条716、718和720。例如，传导部件El由传导材料的两个带条702和716构造。同样地，传导部件E2由传导材料的两个带条704和718构造，传导部件E3由传导材料的两个带条706和720构造。如所示出的，电荷分布结构的一个部件的顶部带条至少部分地与相邻传导部件的底部带条重叠以使得它们彼此电容耦合。例如，部件E2的顶部带条704与部件El的底部带条716重叠，且部件E3的顶部带条706与部件E2的底部带条718重叠。另外，传导部件El的顶部带条702与栅极714重叠。
[0085]每个传导部件的顶部传导带条和底部传导带条可以沿着它们的大部分长度由绝缘钝化层分开，且仅沿着它们各自的长度的相对小段通过绝缘钝化层中的通孔接合在一起。
[0086]图7B示出接合到底部带条716的顶部带条702、接合到底部带条718的顶部带条704以及接合到底部带条720的顶部带条706，其中所述接合是通过在每个条带的一端处的穿过钝化层710中的竖直通孔的相应传导沉积物756、754和752实现的。
[0087]应理解，电荷分布结构的一个部件的顶部带条和底部带条可以在带条的端之间的任何地方处接合。它们可以在半导体器件的有源区内或在半导体器件的有源区外接合。
[0088]带条的尺寸和带条之间的距离可以与电介质材料的电性能一起被选择，以实现电荷分布结构的部件之间的期望的电容。例如，通过被认为适合于应用的电场幅度(对于GaN器件，典型地在50伏特每微米至100伏特每微米之间)来设置栅极触点714与漏极触点722之间的间隔。被选择用于制造器件的平板印刷技术将确定带条的最小宽度。知道最小宽度和期望电场允许设计者计算带条的数量和带条之间的间隔。可以由最小宽度和实现带条之间的期望电场幅度所必要的带条之间的距离来确定带条的最大数量。使用这样的假设一一当器件断开时在每个带条之下的2DEG将被耗尽，设计者可以计算与每个带条相关联的电荷量。每个底部带条与其下方的沟道之间的电容可以由电压和电荷计算。顶部带条与相邻的底部带条之间的电容必须足够地大于底部带条与沟道之间的电容，以保证与沟道相关联的电荷可以在电荷分布结构的部件之间转移。
[0089]如上文所讨论的，在一个实施方案中，电荷分布结构大体上应该被设计为使得它以大于设计目标开关速度的速率产生表面放电和再充电。实现令人满意的结果所需要的放电量和再充电量可以是依赖于应用的。然而，通常，再充电过程期间将要提供的电荷量应该与沟道内存在的空间电荷相当。在一个具体的实施方案中，放电量可以是积聚在电荷分布结构的带条之下的最大化表面电荷的至少约90%。同样地，再充电量可以是积聚在电荷分布结构的带条之下的最大化表面电荷的至少约90%。预期再充电量基本等于一个开关周期期间的放电量，以使得在该开关周期结束时器件返回到其在该开关周期开始时的状态。当然，在不是正好位于电荷分布结构的带条之下的位置处放电量和再充电量将较少。为了补偿在带条之间耗尽的表面电荷，在一些实施方案中，再充电可以大于积聚在带条之下的最大化电荷的100%。以此方式，电荷可以被分布到带条之间的那些表面部分。
[0090]图8是大体上例示构造图7A和图7B中所例示的带有根据本发明的教导的电荷分布结构的示例性半导体器件的示例性过程中的样本操作流程的示例性流程图。在方块805中开始之后，在方块810中形成用于高电子迀移率晶体管(HEMT)的结构，该结