次比较结果B (2)进行开关切换； W45] 若B似=1，将同相端终端电容的非公共端通过开关相应地由共模电压Vcm切换 为四分之一参考电压化ef/4或由参考电压化ef切换为四分之S参考电压:Wref/4 ; 阳046] 若B似=0,将反相端终端电容的非公共端通过开关相应地由参考电压化ef切换 为四分之S参考电压:Wref/4或由共模电压Vcm切换为四分之一参考电压化ef/4 ;
[0047] 电容阵列数模转换器开始进行电荷重分配，当电荷重分配完成后，比较器对同相 输入端和反相输入端的信号大小进行比较，输出第N次比较结果B (1)。 W48]如获得N位二进制码，完成模数转换。
[0049] 本发明的开关切换方法进一步设置为：根据W下公式计算逐次逼近型模数转换器 在模数转换时开关切换的动态平均功耗E，
[0050] 怒二―表3但A-W)减化控护 仁1
[0051] 其中，化为电容阵列数模转换器的单位电容值，化ef为参考电压，N为大于4的自 然数，i为5《i《N的自然数。
[0052] 与现有技术相比，本发明具有的有益效果是：
[0053] 1、本发明提供的逐次逼近型模数转换器通过多参考生成电路、电容阵列数模转换 器、比较器和逐次逼近控制逻辑的设置，其中电容阵列数模转换器比逐次逼近型模数转换 器输出的二进制编码位数N少3位的N-3位电容对即可，实现N-3位电容对完成分辨率为 N位的优良效果，能有效减小电容阵列面积，单位电容总数量可W被减少87. 5%，从而降低 电路的复杂性，节省制作成本和满足体积更小的要求。
[0054] 2、本发明提供的逐次逼近型模数转换器的模数转换时开关切换方法，在开关切换 过程中，其前两次比较时不消耗能量，后面的每一次比较消耗的功耗都比传统结构的小，与 传统结构相比，能节省开关切换时引起的平均动态功耗可达99. 4%，从而降低整体功耗。
[0055] 上述内容仅是本发明技术方案的概述，为了更清楚的了解本发明的技术手段，下 面结合附图对本发明作进一步的描述。
【附图说明】
[0056] 图1为本发明实施例分辨率为N位的逐次逼近型模数转换器的电路结构图；
[0057] 图2为本发明实施例逐次逼近型模数转换器中多参考生成电路的结构图；
[0058] 图3为本发明实施例中W 5位逐次逼近型模数转换器为例的前两次开关切换示意 图；
[0059] 图4为图3中局部A切换情况的第S次和第四次开关切换示意图；
[0060] 图5为图3中局部B切换情况的第=次和第四次开关切换示意图；
[0061] 图6为图3中局部C切换情况的第=次和第四次开关切换示意图；
[0062] 图7为图3中局部D切换情况的第=次和第四次开关切换示意图；
[0063] 图8为本发明实施例中W 10位逐次逼近型模数转换器为例在模数转换过程中开 关切换功耗随ADC输出码变化的matl油仿真结果图。
【具体实施方式】
[0064] 下面结合说明书附图，对本发明作进一步的说明。 阳0化]如图1及图2所示，一种逐次逼近型模数转换器，包括多参考生成电路1、电容阵列 数模转换器2、比较器3和逐次逼近控制逻辑4,所述电容阵列数模转换器2包括与比较器3 的同相输入端相连的同相端电容阵列和与比较器3的反相输入端相连的反相端电容阵列。
[0066] 如图2所示，所述多参考生成电路1用于输入参考电压化ef而生成共模电压Vcm、 四分之一参考电压化ef/4和四分之=参考电压:Wref/4,包括第一开关SW和八个等阻值 电阻；所述八个等阻值电阻为依次串联的第一电阻RU第二电阻R2、第=电阻R3、第四电阻 R4、第五电阻R5、第六电阻R6、第屯电阻R7和第八电阻R8,所述第一电阻Rl通过第一开关 SW接地，所述第八电阻R8直接接地；所述第四电阻R4和第五电阻R5连接的节点与参考电 压化ef相连，所述第六电阻R6和第屯电阻R7连接的节点生成共模电压Vcm,所述第一电阻 Rl和第二电阻R2连接的节点生成四分之一参考电压化ef/4,所述第S电阻R3和第四电阻 R4连接的节点生成四分之S参考电压:Wref/4。在确定LSB之前一小段时间第一开关Sw 被导通，3化ef/4和化ef/4此时才被建立生成，运样能减小电阻串的静态功耗。
[0067] 如图1所示，所述同相端电容阵列和反相端电容阵列分别包括比逐次逼近型模数 转换器输出的二进制编码位数N少3位的N-3位电容，即同相端电容阵列和反相端电容阵 列均包括N-3位电容对，N为大于4的自然数；其中每个电容的非公共端通过开关K选择连 接多参考生成电路1的输出端。所述比较器3的输出端与逐次逼近控制逻辑4的输入端连 接，所述逐次逼近控制逻辑4的输出端分别与同相端电容阵列和反相端电容阵列的开关K 控制端连接。 W側为了叙述简便，将电容阵列数模转换器2位于图1中上部的同相端电容阵列命名 为上面电容，位于图1中下部的反相端电容阵列命名为下面电容，W及将同相端电容阵列 和反相端电容阵列中每个电容的非公共端命名为下极板，将同相端电容阵列和反相端电容 阵列中每个电容的公共端命名为上极板。 W例如图1所示，上面电容的上极板与比较器的同相端连接并通过正相开关连接输入 信号Vip,下面电容的上极板与比较器的反相端连接并通过反相开关连接输入信号Vin; 上面电容中除位于最低位外，其下极板均通过开关选择连接参考电压化ef、共模电压Vcm 或接地；下面电容中除位于最低位外，其下极板均通过开关选择连接参考电压化ef、共模 电压Vcm或接地；而位于最低位的上面电容和下面电容为终端电容，其下极板通过开关 选择连接参考电压化ef、共模电压Vcm、四分之一参考电压化ef/4或四分之=参考电压 3化ef/4。
[0070] 如图3至图7所示，本实施例中W 5位逐次逼近型模数转换器为例，对于N = 5位 模数转换器，经过采样阶段后通过比较器进行依次比较实现模数转换。其中，在采样阶段， 最高位电容对的下极板都接地，其余电容对的下极板都接Vcm,每一电容对中上面电容的上 极板对输入信号Vip进行采样，每一电容对中下面电容的上极板对输入信号Vin进行采样， 使得比较器同相端的电压为Vip,反相端的电压为Vin。
[0071] 采样结束后，电容的上极板均与输入信号断开，比较器开始进行第一次比较。 阳0巧如图3所示，当比较器同相端电压Vip大于反相端电压Vin时，比较器输出最高位 (MSB)数字代码B5 = 1，同时下面电容中最高位电容的下极板由地端切换到Vcm，下面电容 中其它电容的下极板由Vcm切换到化ef，上面电容接法均保持不变，此时比较器反相端电 压变为 Vin+Vref/2。
[0073] 当比较器同相端电压Vip小于反相端电压Vin时，比较器输出最高位（MSB)数 字代码B5 = 0,同时上面电容中最高位电容的下极板由地端切换到Vcm,上面电容中其它 电容的下极板由Vcm切换到化ef，下面电容接法均保持不变，此时比较器同相端电压变为 Vip+化ef/2。
[0074] 从图3可W看出，从采样到第一次比较完成过程中，开关切换消耗的能量为OdMSB 确定后，比较器进行第二次的比较。
[007引对于B5 = 1的情况，当比较器同相端与反相端电压差（Vip-Vin)大于化ef/2时， 比较器输出次高位（MSB-I)数字代码B4= 1，同时下面电容中最高位电容的下极板由Vcm 切换到化ef，下面电容中其它电容的下极板和上面电容的下极板均保持不变，此时比较器 反相端电压变为Vin+3化ef/4,同相端电压保持Vip不变；如图3中A所示。
[0076] 对于B5 = 1的情况，当比较器同相端与反相端电压差（Vip-Vin)小于化ef/2时， 比较器输出次高位（MSB-I)数字代码B4 = 0,同时下面电容中最高位电容的下极板保持接 Vcm不变，下面电容中其它电容的下极板由化ef切换到Vcm,上面电容的下极板均保持不 变，此时比较器反相端电压变为Vin+Vref/4,同相端电压保持Vip不变；如图3中B所示。
[0077] 对于B5 = 0的情况，当比较器同相端与反相端电压差（Vip-Vin)大于-Vref/2时， 比较器输出次高位（MSB-I)数字代码B4 = 1，同时上面电容中最高位电容的下极板保持接 Vcm不变，上面电容中其它电容的下极板由化ef切换到Vcm,下面电容的下极板均保持不 变，此时比较器同相端电压变为Vip+Vref/4,反相端电压保持Vin不变；如图3中C所示。 [007引对于B5 = 0的情况，当比较器同相端与反相端电压差（Vip-Vin)小于-Vref/2时， 比较器输出次高位（MSB-I)数字代码B4 = 0,同时上面电容中最高位电容的下极板由Vcm 切换到化ef，上面电容中其它电容的下极板和下面电容的下极板均保持不变，此时比较器 同相端电压变为Vip+3化ef/4,反相端电压保持Vin不变；如图3中D所示。
[0079] 从图3可W看出，从第一次比较完成到第二次比较结束过程中，开关切换消耗的 能量为0。次高位（MSB-I)确定后，比较器进行第=次的比较。 阳080] 如图4所示，对于B5B4 = 11的情况，当比较器同相端与反相端电压差（Vip-Vin) 大于:Wref/4时，比较器输出（MSB-2)数字代码B3 = 1，同时上面电容中次高位电容的下 极板由Vcm切换到地，上面电容中其它电容的下极板和下面电容中电容的下极板均保持不 变，此时比较器同相端电压变为Vip-Vref/8,反相端电压保持Vin+3化ef/4不变，第S次比 较电容阵列消耗能量为CVref2/l6。 阳0川如图4所示，对于B5B4 = 11的情况，当比较器同相端与反相端电压差（Vip-Vin) 小于：Wref/4时，比较器输出（MSB-2)数字代码B3 = 0,同时下面电容