换器，该电流型数模转换 器是包括具有多路镜像电流路径的电流镜，其中每路镜像电流路径可以按照预定比例对一 偏置电流进行镜像，以得到对应大小的镜像电流。通过断开或闭合每路镜像电流路径，该电 流型数模转换器可以提供不同幅度的输出电流，其中该输出电流是镜像电流的和。在一些 实施例中，第一数模转换器107也可以是开关电容式权电阻数模转换器，例如第一数模转 换器107是半归零开关电容式权电阻数模转换器。
[0054] 在一些实施例中，量化器105输出的量化信号v(n)可以在被经过信号处理后再提 供给第一数模转换器107,该信号处理用于提高第一数模转换器输出信号的线性度。其中， 该信号处理可以包括动态单元匹配（dynamicelementmatching)处理和/或环路过度延 迟（excess loop delay)补偿处理。例如，E-A模数转换器100可以包括动态单元匹配 模块（图中未示出），其耦接在量化器105的量化信号输出端0Q与第一数模转换器107的输 入端之间，用于将量化信号v(n)中的失配转移到环路滤波器103的通带之外。附加的动态 单元匹配处理可以平衡第一数模转换器107中数字模拟转换单元的使用可能性。这样，在 E-A模数转换器100工作的下一周期，由量化信号v(n)转换的第一反馈信号fjt)中的 高频失配可以被环路滤波器112滤除掉。此外，E_A模数转换器100还可包括用于补偿 环路过度延迟的模块，其耦接在量化器105的量化信号输出端0Q与第一数模转换器107的 输入端之间。本领域技术人员可以理解，任何适合的动态单元匹配和环路过度延迟补偿电 路结构都可以应用于本发明实施例的E-A模数转换器100。
[0055] 第二数模转换器109用于根据过载信号1 (n)生成第二反馈信号f2 (t)。以第二数 模转换器109是一位数模转换器为例，其可以根据输入信号的不同而输出零值(零电压、零 电流或零电荷）或一非零值的模拟信号，该非零值的模拟信号即为一预定参考值(参考电压 值、或参考电流值或参考电荷值)。例如，当过载信号l(n)具有第二逻辑值时，第二反馈信 号4(0可以是零值的模拟信号。这时，第二反馈信号f2(t)不会影响误差信号e(t)，误差 信号e(t)的大小等于输入信号u(t)与第一反馈信号&(〇之间的差。然而，当过载信号 l(n)具有第一逻辑值时，第二反馈信号f2(t)是非零值的模拟信号。这时，误差信号e(t) 等于输入信号u(t)与第一反馈信号f\(t)和第二反馈信号f2(t)的差。换言之，经由求和 级101，输入信号u(t)被同时减去第一反馈信号f\(t)和第二反馈信号f2(t)的预定参考 值，从而得到较小的误差信号e(t)以及相应的被过滤的误差信号x(t)。可以理解，当过载 信号l(n)包括多位数据以指示过载程度时，第二数模转换器109可以根据过载信号l(n) 具体值不同而生成对应值的第二反馈信号f2(t)。例如，被过滤的误差信号x(t)过载程度 越高(也即输入信号u(t)越大)，则第二反馈信号&(〇的幅值也越大，以补偿或抵消过大的 输入信号u(t)。
[0056] 可以看出，对于上述实施例中的E_A模数转换器100,当输入信号u(t)过大并造 成被过滤的误差信号x(t)过载时，量化器105可以生成第一逻辑值的过载信号l(n)。这 样，输出信号u(t)通过可以减去额外的预定参考值来使得误差信号e(t)迅速地降低到量 化器105的量化范围内。量化器105,第一数模转换器107和第二数模转换器能够进一步地 根据未过载的误差信号e(t)来进行相应精度的模拟数字信号的转换。数模转换器精度与 其延迟正相关，由于提供预定参考值的第二数模转换器109不需要具有高线性度，因此，采 用相对低线性度的数模转换器，E_A模数转换器100的环路处理延迟低，提高了E_A模 数转换器1〇〇的整体信号转换速度。
[0057] 在图2中，E_A模数转换器100的模数转换精度(在第二数模转换器输出为〇时） 仍取决于第一数模转换器107,而第一数模转换器107相对较高的数模转换线性度保证了 E-A模数转换器100的模数转换精度。在第二数模转换器输出不为0时，第二数模转换 器决定了E_A模数转换器100的模数转换精度。
[0058] 需要说明的是，上述实施例中，E-A模数转换器100采用了两个反馈数模转换 器，也即第一数模转换器107以及第二数模转换器109。在一些其他的实施例中，根据实际 应用的需要，根据本发明的E_△模数转换器还可以包括更多个耦接在量化器与求和级之 间的反馈数模转换器。这些反馈数模转换器可以根据过载信号或量化信号生成对应的反馈 信号。
[0059] 由于本发明的E-A模数转换器降低了对peakSNDR的要求，从而降低了对寄生 及环境干扰敏感性的要求，因此在一些实施例中，本发明的E_△模数转换器可以集成在 芯片级系统上，例如与数字处理电路一同集成在同一芯片中。
[0060] 图3示出了现有技术E-A模数转换器的SNDR-输入信号曲线。如图3所示，横 轴-输入信号幅值表示E-△模数转换器的输入信号幅值相对于量化器的过载阈值的比 值，其中，OdBFS点表示输入信号幅值等于过载阈值，信号幅值超过过载阈值意味着信号过 载。其中，曲线41表示现有技术E_A模数转换器的SNDR随输入信号幅值变化的曲线。
[0061] 可以看出，对于现有技术的E-A模数转换器，SNDR值随着输入信号幅值的增加 而增加，但在接近过载阈值时迅速下降。在满足系统基本运行所需SNDR阈值Tn的情况下， 现有技术E_A模数转换器能够正常工作的输入信号幅值范围为（L1，H1)，其中，H1接近但 略小于过载阈值。这意味着当输入信号幅值达到过载阈值后，E_A模数转换器输入过载， 这造成E_A模数转换器不能稳定工作。
[0062] 图4示出了图2的E-A模数转换器100的SNDR-输入信号曲线。
[0063] 如图4所不，横轴-输入信号幅值表不E-A模数转换器100的输入信号幅值相 对于量化器105的过载阈值的比值，其中，OdBFS点表不输入信号幅值等于过载阈值，信号 幅值超过过载阈值意味着信号过载。纵轴的上半部表示E_A模数转换器100的SNDR值， 而纵轴的下半部表示时间。其中，曲线53表示图2的E-A模数转换器100的SNDR值随 输入信号幅值变化的曲线，而曲线55则示出了输入信号随时间的变化。
[0064] 根据本申请E-A模数转换器100的曲线53,当输入信号未过载时，E-A模数 转换器100的运行类似于现有技术E-A模数转换器的运行，也即其SNDR值随输入信号幅 值的增加而增加，并在当输入信号幅值接近过载阈值时达到最大值。然而，当输入信号过载 后，也即当曲线55出现例如过载脉冲57时，得益于第二数模转换器的反馈，本申请的E_A 模数转换器100能够快速地从输入信号中减去一参考值，以使得量化器的输入端信号下降 到其正常工作范围中。这样，在输入信号过载的情况下，本申请E_A模数转换器100仍能 够正常工作，并且仍具有适当的SNDR值。正如前述，当输入信号超过过载阈值时，第二数模 转换器决定了E_△模数转换器100的模数转换精度，并且在此情况下，第二数模转换器决 定了E-A模数转换器100的SNDR值(包括其SNDR峰值)。
[0065]可以看出，当输入信号幅值处于（LI'，H1'）范围内时，E-A模数转换器100的SNDR值可以始终大于维持系统基本运行所需的阈值Tn，这使得系统能够在出现大脉冲输 入信号(例如脉冲57)后尽快恢复正常状态，以减少大脉冲输入信号对系统运行的影响。同 时，当输入信号幅值处于（L2，H2)范围内时，E-A模数转换器100的SNDR值能够大于系 统正常运行所需阈值Tb，因此E_ △模数转换器100后接的信号处理电路或系统能够正常 运行。其中，（LI'，H1'）的范围大于（L2，H2)的范围。
[0066] 还可以看出，当E_A模数转换器100后级的电路系统正常运行所需的SNDR大于 Tn时，E_A模数转换器100能够正常响应的输入信号幅值范围由图3所示的（Ll，H1)扩 展为图4所示的（LI'，HI'），其中HI'大于HI。而当电路系统基本运行所需的SNDR大于Tn、并且电路系统正常运行所需的SNDR大于Tb(其中，Tb大于Tn)时，E-A模数转换器 100可以提高系统的脉冲响应速度，也即当输入信号出现高幅值输入脉冲57时，应用E-A 模数转换器100的电路系统能够更快速地从不稳定状态恢复。
[0067] 图5示出了根据本申请一个实施例的E_A模数转换器200。
[0068]如图5所示，该E-A模数转换器200包括：求和节点201、环路滤波器203、量化 器205、第一数模转换器207、第二数模转换器209、第三数模转换器211以及信号处理模块 213。其中，第一数模转换器207、第二数模转换器209、第三数模转换器211均为电流型数 模转换器。
[0069]在图5所示的实施例中，求和级采用的是电流形式。在输入端输入的输入信号u(t)经由输入电阻231转换为输入电流。第一数模转换器207和第二数模转换器209分别 提供的第一反馈信号f\(t)与第二反馈信号&(〇可以是与输入电流方向相反的电流。这 三股电流在求和节点201求和，也即从输入电流中减去反馈电流⑴和f2⑴以得到误差 电流e(t)。求和节点201是基于运算放大器221实现电流求和功能的。运算放大器221的 同相输入端接地，而反向输入端耦接到求和节点201