自供电的源极驱动电路、源极驱动开关变换器和集成电路的制作方法

本发明涉及电力电子技术，具体涉及一种自供电的源极驱动电路、源极驱动开关变换器和集成电路。
背景技术：
：源极驱动方式由于低功耗高效率而广泛地应用于各种类型的电源变换器中。源极驱动方式的工作原理是将功率晶体管的栅极电压固定在一定的数值，通过源极驱动电路改变功率晶体管的源极电压，从而控制其开关状态。同时，用于源极驱动开关变换器的控制集成电路需要稳定的供电电压以对功率晶体管的栅极提供基本稳定的电压并对其它内部电路供电。一部分现有技术通过辅助绕组来供电。辅助绕组的进入会增大整个电路的体积，同时提高制造成本。另一部分现有技术利用高压晶体管对供电电容充电来实现自供电，但是，这类技术成本较高，且损耗较大。技术实现要素：有鉴于此，本发明实施例提供一种自供电的源极驱动电路、源极驱动开关变换器和集成电路，以提高自供电源极驱动电路的灵活性和可控性。根据本发明实施例的第一方面，提供一种自供电的源极驱动电路，用于驱动开关变换器的功率晶体管，所述源极驱动电路包括：源极端，适于与所述功率晶体管的源极连接；控制端，适于连接到所述功率晶体管的栅极；驱动开关，与所述驱动端连接，用于抬高或拉低所述源极端的电压；供电电容，用于对所述控制端供电；馈流二极管，设置于所述供电电容和源极端之间；状态开关，用于控制所述供电电容与控制端之间的电路的通断；以及控制电路，被配置为控制所述驱动开关和所述状态开关导通和关断以驱动所述功率晶体管导通或关断并使得在开关周期内的可控时间内电流能经由馈流二极管对所述供电电容充电。优选地，所述控制电路在保持所述功率晶体管状态不变的前提下，控制所述驱动开关关断以对所述供电电容充电。优选地，所述控制电路被配置为控制所述状态开关关断以使得所述功率晶体管保持当前状态，以及控制所述状态开关导通以使得功率晶体管的状态随所述驱动开关的状态切换。优选地，所述控制电路根据供电电容的两端电压和供电参考电压确定对供电电容进行充电的时间。优选地，所述控制电路包括：误差放大器，输入所述供电参考电压和所述供电电容的两端电压输出误差信号；补偿电路，用于根据所述误差信号输出表征所述进行充电的时间的充电时间指示信号；以及控制信号生成电路，根据所述充电时间指示信号以及脉宽调制信号生成第一控制信号和第二控制信号；其中，所述第一控制信号用于控制所述驱动开关，所述第二控制信号用于控制所述状态开关，所述脉宽调制信号用于表征功率晶体管的占空比。优选地，所述控制电路在所述功率晶体管导通和/或关断期间，控制所述驱动开关关断以对所述供电电容充电。优选地，所述控制电路在所述功率晶体管导通期间控制所述驱动开关在所述状态开关保持关断的前提下关断，以对所述供电电容充电。优选地，所述控制电路在所述功率晶体管导通期间控制所述驱动开关由关断切换为导通，以停止对所述供电电容充电。优选地，所述控制电路在所述功率晶体管关断期间控制所述驱动开关关断以对所述供电电容充电。优选地，所述控制电路在所述功率晶体管关断期间控制控制所述驱动开关在所述状态开关关断的前提下由关断切换为导通，以停止对所述供电电容充电。优选地，所述控制电路控制所述驱动开关在所述状态开关导通的前提下由导通切换为关断，以驱动所述功率晶体管由导通切换为关断。根据本发明实施例的第二方面，提供一种源极驱动开关变换器，包括：功率级电路，包括电感、功率晶体管和整流部件；以及如第一方面所述的自供电的源极驱动电路；其中，所述功率级电路被设置为在所述电感续流时，所述源极驱动电路的供电电容与功率级电路的输出端口形成串联关系。优选地，所述功率级电路为升降压型拓扑；所述功率级电路的整流器件连接在所述源极驱动电路的源极端和所述输出端口的第一端之间，所述电感连接在接地端和所述输出端口的第二端之间，所述功率晶体管连接在功率级电路的输入端口的第一端和所述源极端之间。优选地，所述功率级电路为降压型拓扑；所述功率级电路的整流器件连接在所述输出端口的第二端和所述源极驱动电路的源极端之间，所述电感连接在接地端和所述输出端口的第一端之间，所述功率晶体管连接在输入端口的第一端和所述源极端之间。优选地，所述功率级电路为升压型拓扑；所述功率级电路的整流器件连接在中间端和输出端口的第一端之间，所述电感连接在输入端口的第一端和所述中间端之间，所述功率晶体管连接在所述中间端和所述输出端口的第二端之间。根据本发明实施例的第三方面，提供一种集成电路，用于源极驱动开关变换器，所述集成电路包括：功率晶体管；供电端，适于连接到供电电容；驱动开关，与功率晶体管的源极连接，用于抬高或拉低所述功率晶体管的源极电压；馈流二极管，设置于所述供电端和所述功率晶体管的源极之间；状态开关，用于控制所述供电端与所述功率晶体管的栅极之间的电路的通断；以及控制电路，被配置为控制所述驱动开关和所述状态开关导通和关断以驱动所述功率晶体管导通或关断并使得在开关周期内的可控时间内电流能经由馈流二极管对所述供电电容充电。本发明实施例在供电电容对控制电路供电的供电端和功率晶体管的栅极之间设置状态开关。在状态开关关断时，功率晶体管的状态不会随源极电压变化，由此，可以在不影响功率晶体管的状态的前提下，控制用于源极驱动的驱动开关关断，使得可以经由馈流二极管对供电电容充电。本发明实施例的电路结构简单，成本低，可以在整个开关周期的任意时点启动对于供电电容充电，具有较好的灵活性。附图说明通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：图1是一个对比例的源极驱动开关变换器的电路图；图2是本发明实施例的源极驱动开关变换器的电路图；图3是本发明实施例的控制电路一个实施方式的电路图；图4是本发明实施例的源极驱动开关变换器的一个可选实现方式的工作波形图；图5是本发明实施例的源极驱动开关变换器的另一个可选实现方式的工作波形图；图6是本发明实施例的源极驱动开关变换器的又一个可选实现方式的工作波形图；图7是本发明实施例的源极驱动开关变换器的又一个可选实现方式的工作波形图；图8是本发明另一个实施例的源极驱动开关变换器的电路图；图9是本发明又一个实施例的源极驱动开关变换器的电路图。具体实施方式以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。图1是一个对比例的源极驱动开关变换器的电路图。如图1所示，该对比例的开关变换器采用具有升降压型拓扑(buck-boost)的功率级电路。功率级电路包括功率晶体管q1、电感l、整流二极管d1和输出电容cout。自供电的源极驱动电路包括驱动开关q2、馈流二极管d2、供电电容cs和控制电路ctrl1。控制电路ctrl1控制驱动开关q2导通和关断，从而拉低或抬升功率晶体管q1的源极电压。由于功率晶体管q1的栅极连接到供电电容c2，其栅极电压基本稳定。因此，功率晶体管q1的栅源电压会随着源极电压的变化而变化，从而使得功率晶体管q1在源极电压抬升时关断，在源极电压拉低时导通。功率级电路被源极驱动电路分隔为两个部分。功率晶体管q1连接在输入端i和驱动开关q2之间。其中，功率晶体管q1的漏极与输入端i连接，源极与驱动开关q2连接，栅极连接到供电电容cs。驱动开关q2的源极连接到接地端。电感l连接在接地端和输出端口的第二端o2之间。整流二极管d1连接在接地端和输出端口的第一端o1之间。在图1所示的电路中，在驱动开关q2导通时，功率晶体管q1由于源极电压被拉低而导通。输入端i的电流流向电感l。同时，输出电容cout维持输出端口的电压。在驱动开关q2关断后，功率晶体管q1由于源极电压被抬高而关断。电感l与输出电感cout以及整流二极管d1形成电流回路，进行续流，对输出电感cout充电。同时，在驱动开关q2关断后，由于功率晶体管q1的漏源电容的影响，功率晶体管q1不会立即关断，而是保持一端时间仍然有电流流过。这部分电流会通过馈流二极管d2流向供电电容cs，对其进行充电，从而维持功率晶体管q1的栅极电压基本稳定。也就是说，在每个开关周期中，通过驱动开关q2关断，而功率晶体管q1未关断的时间段对供电电容cs充电，可以实现不需要辅助绕组就能够自供电。但是，这种供电方式的可控性较差，而且需要功率晶体管q1具有较大的漏源电容或额外设置漏源电容，电路的损耗较大。图2是本发明实施例的源极驱动开关变换器的电路图。如图2所示，本实施例的源极驱动开关变换器也采用具有升降压拓扑的功率级电路。功率级电路包括功率晶体管q1、电感l、整流二极管d3和输出电容cout。可选地，还可以包括连接在开关变换器的输入端口上的输入电容cin。其中，功率晶体管q1连接在输入端口的第一端i1和源极端s之间。整流二极管d3连接在源极端s和输出端口的第一端o1之间。源极端s连接到功率晶体管q1的源极。输出电容cout连接在输出端口的两端o1和o2之间。电感l连接在接地端和输出端口的第二端o2之间。输入端口的第二端i2和输出端口o2的第二端连接。同时，自供电的源极驱动电路包括驱动开关q2、状态开关q3、馈流二极管d2、供电电容cs和控制电路ctrl2。驱动开关q2连接在源极端s和接地端之间。状态开关q3连接在供电电容cs的供电端vcc和功率晶体管q1的栅极之间，用于控制供电端vcc与功率晶体管q1的栅极之间的电路的通断。馈流二极管d2连接在供电端vcc和源极端s之间。其中，馈流二极管d2的阳极与源极端s连接，阴极与供电端vcc连接。由此，电流只能经由馈流二极管d2流向供电电容cs对其充电，而供电电容cs并不能经由馈流二极管d2向源极端s及与其相连的其它电路放电。控制电路ctrl2被配置为控制驱动开关q2和状态开关q3导通和关断以驱动功率晶体管q1导通或关断，并使得在开关周期内的可控时间内电流能经由馈流二极管对供电电容cs充电。优选地，控制电路ctrl2在保持功率晶体管q1状态不变的前提下，控制驱动开关q2关断以对供电电容cs充电。如图2所示，在状态开关q3保持导通时，功率晶体管q1的状态会随源极电压的变化而变化，也即，随驱动开关q2状态变化而导通或关断。由于在导通期间，供电电容cs输出电流为功率开关q1的栅源之间的寄生电容cgs(图中用虚线表示)充电，在状态开关q3由导通切换为关断后，寄生电容cgs没有放电回路，无论源极端s的电压如何变化，功率晶体管q1的栅源电压会基本保持在状态开关q3关断前的状态。因此，可以通过控制状态开关q3关断以使得功率晶体管q1保持当前状态，以及控制状态开关q3导通以使得功率晶体管q1的状态随驱动开关q2的状态切换。驱动开关q2和状态开关q3与功率晶体管q1的状态对应关系如下表所示：驱动开关q2状态状态开关q3状态功率晶体管q1状态导通导通导通关断导通关断/关断保持在前的状态因此，可以通过状态开关q3关断后，控制驱动开关q2的状态，以控制是否对于供电电容cs充电，进而控制进行充电的时间。根据图2可知，本实施例的功率级电路中的整流二极管d3的连接关系与图1中所示的整流二极管d1的连接方式不同。在本实施例中，整流二极管d3连接在输出端口的第一端o1和源极端s之间。而图1中，整流二极管d1连接在输出端口的第一端o1和接地端之间。在图1中，在电感l续流时，电感l、输出电容cout(也即输出端口)以及整流二极管d1形成闭合的电流回路。而在图2中，在电感l续流时，如果驱动开关q2关断，则电感l、输出电容cout(也即输出端口)、整流二极管d3、馈流二极管d2和供电电容cs形成闭合的电流回路。这使得在电感l续流期间，输出端口与供电电容cs在电路中形成串联的关系。由此，在功率晶体管q1导通期间，如果状态开关q3首先由导通切换为关断，则功率晶体管q1仍然保持导通。此时驱动开关q2为导通状态，源极端s的电压等于接地端的电压，馈流二极管d2截止。如果此时控制驱动开关q2由导通切换为关断，由于功率晶体管q1的状态不再受到源极端s的电压的影响，因此，功率晶体管q1仍然保持导通，而由于源极端s电压上升使得馈流二极管d2导通，来自输入端口的电流经由功率晶体管q1流向供电电容cs，对其进行充电。如果供电电容cs的供电端vcc的电压达到要求，则可以控制驱动开关q2由关断切换为导通，再次将源极端s的电压拉低到零，从而使得馈流二极管d2截止，停止充电。此后，来自输入端口的电流继续经由功率晶体管q1和驱动开关q2流向电感l。同时，状态开关q3可以在驱动开关q2切换为导通后也切换为导通，也可以保持关断状态，直至需要切换功率晶体管q1的状态。由此，可以实现在功率晶体管q1导通期间实现充电，并可以相对精确地控制充电时间。在功率晶体管q1需要由导通切换为关断时，需要控制状态开关q3提前或同时导通，使得功率晶体管q1的状态会随源极端s的电压变化。然后控制驱动开关q2由导通切换为关断，抬高源极端s的电压，使得功率晶体管q1随之切换为关断。功率晶体管q1切换为导通后，如果驱动开关q2保持关断，则电感l与输出端口(包括输出电容和可能连接的负载)、整流二极管d3、馈流二极管d2以及供电电容cs形成电流回路。电感l续流对输出端口供电并同时为供电电容cs充电。如果驱动开关q2由关断切换为导通，则馈流二极管d2截止，电感l与输出端口、整流二极管d3以及驱动开关q2形成电流回路。电感电流仅对输出端口供电。由此，可以在控制功率晶体管q1由导通切换为关断后，通过控制驱动开关q2保持关断的时间，来控制对于供电电容cs充电的时间。在功率晶体管q1关断期间，也可以控制状态开关q3由导通切换为关断使得功率晶体管q1保持关断状态。在保持功率晶体管q1的状态不变的前提下，通过控制驱动开关q2由导通切换为关断，则同样可以建立电感l与输出端口(包括输出电容和可能链接的负载)、整流二极管d3、馈流二极管d2以及供电电容cs的电流回路，在续流期间，同时为输出端口和供电电容cs供电。由此，本实施例的源极驱动开关变换器可以实现在整个开关周期的任意时段对供电电容进行充电，并且可以精确地控制充电的时间。图3是本发明实施例的控制电路的电路图。如图3所示，控制电路ctrl2包括误差放大器err、补偿电路comp和控制信号生成电路pwml。其中，误差放大器err输入供电参考电压vref和供电电容cs的两端电压输出误差信号ierr。在图3中，误差放大器err采用跨导放大器，其输入供电参考电压vref和供电电压vcc，输出表征两者差值的电流(也即误差信号ierr)。补偿电路comp用于根据误差信号ierr输出表征进行充电的时间的充电时间指示信号vt。充电时间指示信号vt用于表征为了使得供电端电压vcc保持在预期值所需要充电的时间。控制信号生成电路pwml根据充电时间指示信号vt和脉宽调制信号pwm生成第一控制信号g1和第二控制信号g2。第一控制信号g1和第二控制信号g2分别控制驱动开关q2和状态开关q3。脉宽调制信号pwm用于表征为了保持开关变换器的输出满足预定要求所需要的功率晶体管q1的占空比。也就是说，脉宽调制信号pwm用于限定功率晶体管q1切换为导通以及切换为关断的时刻。控制信号生成电路pwml可以根据脉宽调制信号pwm来生成第一控制信号g1和第二控制信号g2控制驱动开关q2和状态开关q3协同驱动功率晶体管q1由关断切换到导通，或者有导通切换到关断。同时，还可以根据充电时间指示信号vt控制驱动开关q2和状态开关q3协同，使得开关变换器在功率晶体管q1导通期间和/或功率晶体管q1关断期间对供电电容cs充电，以为源极驱动电路以及整个集成电路供电。虽然在开关周期内对供电电容cs充电会减少开关变换器向输出端口输出的功率，但是，由于集成电路的功耗相对于负载功耗很低，因此，充电期间所消耗的功率对于输出开关变换器输出功率的影响很小，基本不会影响到输出电压或电流的稳定。而且，也可以生成脉宽调制信号时加入对于开关变换器的集成电路自身功耗的考虑，以使得开关变换器的输出更加精确。以下结合不同的可选实现方式的工作波形图对本发明实施例做进一步说明。图4是本发明实施例的源极驱动开关变换器的一个可选实现方式的工作波形图。在本实现方式中，在功率晶体管q1导通期间对供电电容cs充电。如图4所示，在时刻t0，脉宽调制信号pwm指示当前开关周期开始，第一控制信号g1保持高电平控制驱动开关q2保持导通。同时，第二控制信号g2由低电平切换为高电平控制状态开关q3由关断切换为导通，这使得功率晶体管q1的状态随源极端s的电压变化。因此，功率晶体管q1切换为导通。在时刻t0-时刻t1，第一控制信号g1和第二控制信号g2保持高电平，功率晶体管q1保持导通，电感电流il持续上升。在时刻t1，第二控制信号g2切换为低电平控制状态开关q3关断。这使得功率晶体管q1的状态不随源极端s的电压变化。同时，第一控制信号g1也切换为低电平控制驱动开关q1关断。由于功率晶体管q1的状态与源极端s的电压无关，所以，功率晶体管q1仍然保持导通。而由于源极端s的电压被抬高，馈流二极管d2导通，电流id2流向供电电容cs进行充电，直至时刻t2。在时刻t2，第一控制信号g1切换为高电平，控制驱动开关由关断切换为导通。此时，源极端s的电压再次被拉低到零，馈流二极管d2截止，电流继续经由功率晶体管q1和驱动开关q2流向电感l。电感电流il继续上升。应理解，在时刻t1-时刻t2期间，由于没有电流流向电感l，电感l实际上处于续流的状态，电感电流il会有一个下降(图中未示出)。在时刻t3，脉宽调制信号pwm指示功率晶体管q1切换为关断。对应地，第二控制信号g2由低电平切换为高电平，控制状态开关q3导通。这使得功率晶体管q1再次处于受控于源极端s的电压的状态。同时，第一控制信号g1由高电平切换为低电平，控制驱动开关q2切换为关断以抬高源极端s的电压。响应于源极端电压的上升，功率晶体管q1切换为关断。电感电流l开始下降。在时刻t3-时刻t4之间，由于驱动开关q2为关断状态，因此，电感l的续流电流顺序流过输出端口和供电电容cs。对应的电流id2等于电感电流。在时刻t4，第二控制信号g2切换为低电平，控制状态开关q3关断，以使得功率晶体管q1保持当前状态。同时，第一控制信号g1切换为高电平，控制驱动开关q2导通，拉低源极端s的电压，使得馈流二极管d2截止，电感电流il只流过输出端口。在时刻t4之后，电感电流持续下降为零，直至下一个开关周期开始。由于本实现方式并不期望在功率晶体管q1关断或切换期间对供电电容cs进行充电，因此，时刻t3-时刻t4的时间被设置得尽可能的短。本实现方式在功率晶体管q1导通期间对供电电容cs进行充电，并且可以精确控制充电时间。应理解，为了控制功率晶体管q1由导通切换为关断以及由关断切换为导通，状态开关q3只要保证在切换时刻前或切换时刻导通即可。同时，状态开关q3也不必精确地在时刻t4切换为关断，其切换为关断的时机可以早于时刻t4。图5是本发明实施例的源极驱动开关变换器的另一个可选实现方式的工作波形图。在本实现方式中，在功率晶体管q1由导通切换为关断后的期间对供电电容cs充电。如图5所示，在时刻t0，脉宽调制信号pwm指示周期开始，功率晶体管q1应切换为导通。第一控制信号g1和第二控制信号均为高电平以驱动功率晶体管q1导通。在时刻t1，脉宽调制信号pwm指示功率晶体管q1应切换为关断。第二控制信号g2保持高电平，控制状态开关q3保持导通，以使得功率晶体管q1受控于源极端s的电压。同时，第一控制信号g1切换为低电平，控制驱动开关q2关断，抬高源极端s的电压。响应于源极端电压的上升，功率晶体管q1切换为关断。电感电流l开始下降。在时刻t1-时刻t2之间，由于驱动开关q2为关断状态，因此，电感l的续流电流顺序流过输出端口和供电电容cs。对应的电流id2等于电感电流，通过电感电流il对供电电容cs充电。在时刻t2，第二控制信号g2切换为低电平，控制状态开关q3关断，以使得功率晶体管q1保持当前状态。同时，第一控制信号g1切换为高电平，控制驱动开关q2导通，拉低源极端s的电压，使得馈流二极管d2截止，电感电流只流过输出端口。在时刻t2之后，电感电流持续下降为零，直至下一个开关周期开始。本实现方式中对于供电电容cs充电的过程与图4所示的实现方式中时刻t3-t4的过程是对应的，只是持续时间更长。本实现方式在功率晶体管q1有导通切换为关断后的期间进行充电，并可以精确地控制充电时间。图6是本发明实施例的源极驱动开关变换器的又一个可选实现方式的工作波形图。本实施方式在功率晶体管切换为关断后的期间对供电电容cs充电。功率晶体管q1导通期间的波形不再赘述。如图6所示，在时刻t1，脉宽调制信号pwm指示功率晶体管q1应切换为关断。第二控制信号g2保持高电平，控制状态开关q3保持导通，以使得功率晶体管q1受控于源极端s的电压。同时，第一控制信号g1切换为低电平，控制驱动开关q2关断，抬高源极端s的电压。响应于源极端电压的上升，功率晶体管q1切换为关断。电感电流l开始下降。经过尽可能短的时间后，在时刻t2第二控制信号g2切换为低电平，控制状态开关q3关断，以使得功率晶体管q1保持当前状态。在稍后的时刻t2，第一控制信号g1切换为高电平，控制驱动开关q2导通，拉低源极端s的电压，使得馈流二极管d2截止，电感电流只流过输出端口。在时刻t3，第二控制信号g2保持低电平，控制状态开关q3保持关断，以使得功率开关q1保持当前状态。同时，第一控制信号g1切换为低电平，控制驱动开关q2关断。由此，源极端s的电压被抬高，电感l与输入端口以及供电电容cs形成串联电流回路。源极驱动电路开始通过电感电流对供电电容cs充电，一直持续到时刻t4。在时刻t4，由于第二控制信号g2保持为低电平，控制状态开关q3保持关断，以使得功率晶体管q1保持当前状态。同时，第一控制信号g1切换为高电平，控制驱动开关q2导通，拉低源极端s的电压，使得馈流二极管d2截止，电感电流只流过输出端口。在时刻t4之后，电感电流持续下降为零，直至下一个开关周期开始。在本实现方式中，实际上在脉宽调制信号pwm切换为低电平后，有两个时间段内(t1-t2，t3-t4)均对供电电容cs进行充电。第二阶段由于需要保持功率晶体管q1的状态，因此，其对应的状态开关q3的状态与前一个时间段不同。应理解，可以在关断期间的更多时间段内(例如，三个或四个时间段)反复对供电电容cs进行充电。图7是本发明实施例的源极驱动开关变换器的又一个可选实现方式的工作波形图。在本实现方式中，在功率晶体管q1导通和关断期间均对供电电容cs充电。如图7所示，在时刻t0，当前开关周期开始，第一控制信号g1保持高电平控制驱动开关q2保持导通。同时，第二控制信号g2由低电平切换为高电平，控制状态开关q3由关断切换为导通，这使得功率晶体管q1的状态随源极端s的电压变化。因此，功率晶体管q1切换为导通。在时刻t0-时刻t1之间，第二控制信号g2切换为低电平，控制状态开关q3切换为关断，以使得功率晶体管q1保持导通状态。在时刻t1，第一控制信号g1也切换为低电平，控制驱动开关q1关断。由于功率晶体管q的状态与源极端s的电压无关，因此，功率晶体管q1仍然保持导通。而由于源极端s的电压被抬高，馈流二极管d2导通，电流id2流向供电电容cs进行充电，直至时刻t2。在时刻t2，第一控制信号g1切换为高电平，控制驱动开关由关断切换为导通。此时，源极端s的电压再次被拉低到零，馈流二极管d2截止，电流继续经由功率晶体管q1和驱动开关q2流向电感l。电感电流il继续上升。在时刻t3，第二控制信号g2由低电平切换为高电平，控制状态开关q3导通。这使得功率晶体管q1再次处于受控于源极端s的电压的状态。同时，第一控制信号g1由高电平切换为低电平，控制驱动开关q2切换为关断以抬高源极端s的电压。响应于源极端电压的上升，功率晶体管q1切换为关断。电感电流il开始下降。在时刻t4，第二控制信号g2切换为低电平，控制状态开关q3切换为关断，以使得功率晶体管q1保持关断状态。同时，第一控制信号g1保持低电平，控制驱动开关q2保持关断，电感电流il继续为供电电容cs充电。在时刻t5，第一控制信号g1切换为高电平，控制驱动开关q2导通，拉低源极端s的电压，使得馈流二极管d2截止，电感电流只流过输出端口。在时刻t5之后，电感电流持续下降为零，直至下一个开关周期开始。本实现方式可以在功率晶体管q1导通和关断期间均对供电电容cs充电。并且，由于充电电流基本等于电感电流，因此，可以选择充电的时机以调整充电电流的大小(如图7中虚线所示)，也可以控制充电的持续时间。本发明实施例在供电电容对控制电路供电的供电端和功率晶体管的栅极之间设置状态开关。状态开关关断时，功率晶体管的状态不会随源极电位变化，由此，可以在不影响功率晶体管的状态的前提下，控制用于源极驱动的驱动开关关断，使得可以经由馈流二极管对供电电容充电。本发明实施例的电路结构简单，成本低，并且可以有效减低功率晶体管的损耗。以上部分以具有升降压型拓扑的开关变换器为例对本发明实施例进行了说明。本发明实施例的自供电的源极驱动电路还可以应用于其它类型的开关变换器。图8是本发明另一个实施例的源极驱动开关变换器的电路图。在本实施例中，自供电的源极驱动电路被应用于降压型拓扑的开关变换器。如图8所示，功率级电路包括功率晶体管q1、电感l、整流二极管d3和输出电容cout。可选地，还可以包括连接在开关变换器的输入端口上的输入电容cin。其中，功率晶体管q1连接在输入端口的第一端i1和源极端s之间。整流二极管d3连接到源极端s和输出端口的第二端o2之间。电感l连接在接地端和输出端口的第一端o1之间。输出电容cout连接在输出端口的两端o1和o2之间。输入端口的第二端i2与输出端口的第二端o2连接。源极驱动电路具有与上一实施例相同的结构。驱动开关q2连接在源极端s和接地端之间。在本实施例中，源极驱动电路可以在功率晶体管q1导通期间，先控制状态开关q3关断，使得功率晶体管q1不受源极端电压影响，然后控制驱动开关q2关断，使得馈流二极管d2导通，输入端的电流流过馈流二极管d2对供电电容cs充电。由此，可以实现在功率晶体管q导通期间对供电电容充电。而且，源极驱动电路还可以在功率晶体管q1关断期间，通过控制驱动开关q2关断，使得输出端口与供电电容cs形成串联关系，通过电感l的续流电流同时为两者供电。由此，本实施例可以在降压型拓扑上实现全周期可控的自供电，拓展了应用场景。图9是本发明又一个实施例的源极驱动开关变换器的电路图。在本实施例中，自供电的源极驱动电路被应用于升压型拓扑的开关变换器。如图9所示，功率级电路包括功率晶体管q1、电感l、整流二极管d3和输出电容cout。可选地，还可以包括连接在开关变换器的输入端口上的输入电容cin。电感l连接在输入端口的第一端i1和中间端tx之间。功率晶体管q1连接中间端tx和源极端s之间。整流二极管d3连接在中间端tx和输出端口的第一端o1之间。源极端s与输出端口的第二端o2连接。输出电容cout连接在输出端口的两端o1和o2之间。输入端口的第二端i2与输出端口的第二端o2连接。源极驱动电路具有与上一实施例相同的结构。本实施例中，源极驱动电路可以通过在功率晶体管q1导通期间，先控制状态开关q3关断，使得功率晶体管q1不受源极端电压影响。然后控制驱动开关q2关断，使得馈流二极管d2导通，输入端的电流流过馈流二极管d2对供电电容cs充电。由此，可以实现在功率晶体管q导通期间对供电电容充电。源极驱动电路还可以在功率晶体管q1关断期间，通过控制驱动开关q2关断，使得输出端口与供电电容cs形成串联关系，通过电感l的续流电流同时为两者供电。由此，本实施例可以在升压型拓扑上实现全周期可控的自供电，拓展了应用场景。应理解，上述实施例中源极驱动电路除供电电容以外的部分可以与功率晶体管集成在同一集成电路中，以方便使用者快速搭建源极驱动开关变换器。以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。当前第1页12