源之一以便接通常导通开关202 (因此，接通级联开关201)，开启另一电流源以便关断常导通开关202 (因此，关断级联开关201)。因此，第一电流源226可以提供常导通控制信号，作为用于接通常导通开关202的第一固定电流信号。因此，第二电流源228可以提供常导通控制信号，作为用于关断常导通开关202的第二固定电流信号。第一固定电流信号可以与第二固定电流信号极性相反。
[0042]在倾斜期间，可以存在线性电路操作，其中全部的控制电流流经反馈电容。较大/较小的斜率将提供通过反馈电容的较大/较小电流。IrontrojP I Wbadi之间的差值将把常导通开关202的常导通控制端子210处的电压调整为使得Irantrol= I feedbaek的值。
[0043]在许多应用中，不必在使用期间调整第一电流源226和第二电流源228的电平。相反，在使用控制器214之前，可以将第一电流源226和第二电流源228的电平设置为特定电平。在理想组件的情况下，存在准静态状态，其中，Icontrol= I feedback(即，通过反馈电容的电流)。然而，1__不必是恒定电流；其目的可以是将输出处的频谱保持在一定限制内。
[0044]此外，图2还示出了自举电路218，其连接在控制器输出端子216和常导通开关202的常导通控制端子210之间。自举电路218包括自举电容器和自举二极管，如下文参考图3所详述。自举电路218可以使得单个驱动电路能够被用于驱动常导通开关202和常关断开关204 二者。也就是说，可以将单个驱动电路用于向常关断开关204提供正驱动电压，还可以将其用于向常导通开关202提供负驱动电压。
[0045]级联晶体管电路200包括在漏极输出端子206和控制节点之间的反馈电容，该控制节点位于控制输出端子216和常导通开关202的常导通控制端子210之间的电路路径中。在该示例中，反馈电容器220串联在漏极输出端子206和控制器输出端子216之间。也就是说，控制节点是控制器输出端子216。反馈电容器220可以是独立于常导通开关202的分立元件。在一些示例中，控制节点可以是(附加地或备选地)常导通开关202的常导通控制端子210。此外，电容可以是常导通开关202的寄生/固有特性。
[0046]在图2的示例中，反馈电容以及常导通控制信号与常关断控制信号的独立性可以有利地支持通过以下操作形成控制器输出端子216和漏极输出端子206之间的电路路径:串联自举电容器和常导通开关202的寄生电容；(ii)与反馈电容器220进行并联。这种电路路径可以支持整个反馈电容根据接收到的常导通控制信号，充分地控制在漏极输出端子206的电压改变速率(dV/dt)，其中常导通控制信号是电流信号。反馈电容可以在电压范围内具有电流(提供为常导通控制信号的电流)和电压改变速率(dV/dt)之间的已知(在一些实施例中，基本恒定的)关系。也就是说，对于与输出电压相对应的电压电平，反馈电容可以是基本与电压无关的。因此，可以将常导通控制信号的电流电平设置为导致所希望的电压改变速率(dV/dt)的值。可以将该操作称作斜率控制，这是由于在接通和关断级联晶体管电路200时，可以控制级联开关201两端的电压的斜率/梯度。
[0047]在一些示例中，可以允许反馈电容对电压有一定的依赖性，尤其是在这种依赖性是已知的从而可被考虑的情况下。此外，电压依赖性不应过强，否则可能需要将常导通控制信号设置为无法实践的电平。如果电压变化速率的相应改变在应用所确定的界限内，则可以将反馈认为是基本独立于电压的。应认识到，应用可以具有特定的最小和最大允许dV/dto如果我们认为由驱动器提供的电流是恒定的，则最小电容值与最大的dV/dt相对应，最大电容值与最小dV/dt相对应。
[0048]在一些不例中，将自举电容器和常导通开关202的寄生电容进彳丁串联可能足以提供足够的总反馈电容。也就是说，可能不需要反馈电容器220，因此，其可被认为是可选的。
[0049]图2还示出了可以向常关断控制端子212提供常关断控制信号的驱动组块219。下文参考图6更具体地描述了驱动组块219。
[0050]图3示出了另一级联晶体管电路300。将该电路认为是自举斜率受控级联。使用300系的相应的附图标记来表示结合图2所述的特征，不必对所述特征再进行赘述。
[0051]在该示例中的常导通开关是GaN或SiC FET 302，是耗尽模式FET/开关的示例。常关断开关是硅M0SFET 304。GaN或SiC FET 302的常导通传导通道在SiC或GaN FET的常导通漏极端子和常导通栅极端子之间延伸。常导通漏极端子与漏极输出端子306相连，常导通源极端子与MOSFET 304的常关断传导通道相连。MOSFET 304的常关断传导通道在常关断栅极端子和MOSFET 304的常关断漏极端子之间延伸。常关断源极端子连接到源极输出端子308，常关断漏极端子连接到GaN或SiC FET 302的常导通源极端子之间。GaN或SiC FET302的栅极端子是常导通控制端子的示例。MOSFET 304的栅极端子是常关断控制端子的示例。
[0052]在图3中，自举电容器322被示出为串联在控制器输出端子316和常导通控制端子310之间。自举二极管324串联在常导通控制端子310和源极输出端子308之间。尽管自举二极管324可以是单独提供，然而在该示例中将自举二极管324与GaN或SiC FET 302示出为集成电路。
[0053]有利地，自举二极管324可以实现为有源二极管以便减小损耗并使得在自举电容器322两端降低较高电压。应认识到，自举二极管324是自举整流器的示例，其中自举整流器可以是二极管、有源二极管、或执行整流的任意其它组件。
[0054]可以认为源极输出端子308处的电压是零。
[0055]在该示例中，控制器314是电流输出栅极驱动器。控制器314包括电流控制组块330、第一电流源326和第二电流源328。
[0056]在正常操作期间，通过驱动电压VDRV永久性地接通MOSFET 304，驱动电压V DRV是提供给MOSFET 304的栅极的常关断控制信号的示例。也就是说，常关断控制信号配置为控制常关断开关使得它在正常操作期间是闭合的。在级联开关301的接通状态下，控制器输出端子316(G)提供电压VDRV。因此，控制器314将自举电容器322充电到(VDRV_VdlcldJ的电压电平，其中Vdicide表示自举二极管324两端降低的前向电压(forward voltage)。当初始地将级联开关301切换到关断的状态时，GaN或SiC FET 302的栅极310 (GH)处的电压较低，在一些实施例中大约为零。当关断级联开关301时，通过驱动器将控制器输出端子316(G)的节点电压从VDRV改变为0。因此，GaN或SiC FET 302的栅极310 (GH)处的电压改变为负电压-(VDRV-VdlC]de)。这种负电压将关断GaN或SiC FET 302，并因此还将关断级联开关301。
[0057]对于常规功率M0SFET，可以通过使用dVds/dt =。/(^这一事实控制通过寄生栅-漏电容(Cgd)的电流(Igd)，来控制漏-源电压(Vds)的斜率，其中通过控制器314将Igd提供给GaN或SiC FET 302的栅极310，作为常导通控制信号。对于图1的级联开关，该特性并非微不足道。因此，向图3的级联开关301施加类似的斜率控制技术将导致对低电压的MOSFET 304的漏极进行斜率控制。然而，GaN或SiC FET 302 (高电压的常导通器件的示例)的斜率仍可以是不受控制的。因此，级联开关301两端的电压也可以是不受控制的。如上所述，在一些应用中，级联开关301两端的电压的斜率对于满足EMC要求而言是至关重要的。
[0058]在不具有连接在控制器输出端子316和漏极输出端子306 (或GaN或SiC FET 302的栅极310)之间的反馈电容器320 (Cslope)的示例中，充分控制级联开关301的dV/dt的能力可以取决于GaN或SiC FET 302在其栅极和漏极端子的寄生电容(Cgd)。在一些示例中，如果仅直接控制常关断开关，且通过常关断开关间接控制常导通开关，则在没有添加反馈电容器320和/或提供常导通控制信号和常关断控制信号使得它们彼此独立的情况下，可以将级联开关两端的电压斜率认为是不可控的。
[0059]将MOSFET 304的栅极312示出为与控制器314断开连接，以便说明提供给MOSFET304的栅极312的常关断控制信号独立于提供给GaN或SiC FET 302的栅极310的常导通控制信号。这意味着通过将自举电容器322和GaN或SiC FET 302的Cgd串联，来形成从控制器输出端子316 (可以被称作驱动输出)到GaN或SiC FET 302的漏极的路径。
[0060]在一些示例中，总电容可以由Cgd确定。如果C