gd具有较高的电压依赖性，则无法仅通过控制向GaN或SiC FET 302的栅极310提供的常导通控制信号的电流电平来实现充分的斜率控制。涵括反馈电容器320可以支持要达到的总反馈电容是充分恒定的，使得可以实现基于常导通控制信号的电流电平进行斜率控制。如果Cgd是足够恒定的，则可以不需要附加反馈电容器320。
[0061 ] 然而，在一些示例中，可以将依赖于电压的Cgd认为是可接受的，尤其在得知电流
(I)和电压改变速率(dV/dt)的近似关系的情况下。在完全集成的系统(也就是说，控制器314和级联开关301设置在一个封装内)中，可以设想驱动电流相对时间的一些内部形状。也就是说，在在完全集成的系统中进行切换期间，可以改变驱动电流。当只有Cgd用于斜率控制时，可能过强的电压依赖性是有害的。应认识到，尽管可接受一定的容限，但是可以通过在其它电路元件中的高精确度来有利地进行补偿。
[0062]相较于驱动图1的级联电路，使用图3的电路(具有总是接通的低电压MOSFET304，并包括反馈电容器320)可以实现若干优点。以下将对其进行描述。
[0063]图4示出了针对图3的电路的仿真结果。图4的上方曲线是级联开关两端的电压Vds 402。中间曲线示出了两根线:第一根线404表示第一电流源的传导性，第二根线406表示第二电流源的传导性。当提供电流时，电流源的传导性是非零值。当电流源的传导性为零时，它表示电流源是关断的，或电流源是被接通的但不提供电流(操作为电流源的晶体管两端的电压为零)。如上所述，当希望关断级联开关时，第二电流源是被接通的，第一电流源是被关断的。类似地，当希望接通级联开关时，第二电流源是被关断的，第一电流源是被接通的。可以从图4中看出，各电流源仅在Vds 402转变期间传导电流，此后，电路处于操作的准静态状态，从活动电流源汲取极少的电流或不再汲取电流。
[0064]图4的下曲线是经过反馈电容器408的电流。可以看出，电流仅在Vds 402转变期间流过反馈电容器。经过反馈电容器408的电流小于由在对应时刻活动的电流源提供的电流，这是由于一部分电流还作为控制信号提供给常导通GaN或SiC FET ο 一旦GaN或SiCFET在其栅极接收到足够多的电流以便接通时，由电流源提供的所有电流对反馈电容器进行充电。
[0065]图5示出了针对图3的电路的多个仿真结果。仿真结果中的每个彼此交叠，用500系的对应附图标记来表示图4所示的相同信号。不同的结果表示电流源被设置为提供不同的驱动电流。
[0066]图5示出了，随着驱动电流发生改变(由于表示第一电流源504的传导性的信号以及表示第二电流源506的传导性的信号的幅值不同)时，Vds 502的斜率发生改变。这说明了图3的电路可以用于提供足够的斜率控制，因此，可以用于满足多种EMC要求。
[0067]相同的电路参数和组件值用于图5所示的仿真中的每一个仿真。因此，应认识到，在第一和第二电流源的传导性的曲线504、506下的面积是相同的，这是由于它们用于向相同的GaN或SiC FET提供控制信号并对相同的反馈电容器充电。也就是说，如果电流源被设置为低电流值，则它需要更长的时间来对反馈电容完全充电，因此，电流源较长时间地活动地提供电流。
[0068]级联开关可以具有阻止将它们用于功率转换应用的缺点。如下所述，有时参考图4和5，这里所公开的电路中的一个或更多个可以解决如下问题:
[0069].Vds-过冲
[0070]?与过高的电压改变速率(过快的dV/dt)和/或过高的电流改变速率(dl/dt)相关联的EMC问题
[0071]籲在具有集成驱动器的级联开关中的不可控的栅极电阻器
[0072]?较高的开关和驱动损耗
[0073]Vds-过冲
[0074]对于图1的级联电路，级联开关两端的电压Vds在关断期间理想地升至所提供的DC电压。然而，实际上，Vds可以由于寄生电感而变得明显较高，这可导致Vds信号中发生过冲和/或不希望的振铃/振荡。这种过冲可能需要高估(overrate)级联开关的击穿电压。此外，在一些应用中，过冲之后的振荡可能导致EMC问题。低电压MOSFET的栅极电流也可以呈现不希望的大振荡。
[0075]图4的仿真结果(代表对图3的电路的操作)在所有信号(包括Vds信号)中示出了非常小的振铃(ringing)和过冲，其中信号在信号值发生转变之后非常快速地稳定在新的恒定值。如上所述，通过从驱动器提供固定电流，来控制Vds的斜率。固定电流可以防止或减小通过反馈电容器以及GaN或SiC FET (常导通器件)的Cgd的波动电流，还可以减小在级联开关的漏极(表示为Vds信号)处的过冲和振铃。
[0076]与过快的dV/dt或dl/dt相关的EMC问题
[0077]尽管完美方波的开关电压有助于高效操作，但是它还导致较大辐射谱。存在若干个抑制这种辐射的EMC规定，这是由于如果不对其进行抑制，则其它电路将受到这种辐射的影响。通过产生梯形波而不是方波，明显减小辐射谱的高阶谐波，从而解决了 EMC问题。
[0078]如上所述，可以通过控制向常规MOSFET中的Cgd提供的电流，来实现控制级联开关两端的电压的斜率。然而，如果图1的级联配置中的低电压MOSFET具有较大的Cgd，则可能难以实现充分的斜率控制。然而，对于图3的电路，可以实现充分的斜率控制，如图5的仿真结果所示。图5示出了可以将不同的驱动输出电流(中间曲线)用于获得不同有效斜率的电压Vx(上方曲线，级联开关两端的Vds)。如下曲线所示，由于不同电流流经所添加的反馈电容器，获得不同斜率。
[0079]在具有集成驱动器的级联开关中的不可控的栅极电阻器
[0080]当使用集成的栅极驱动器时，不可能改变栅极电阻器以防止过冲或为了 EMC的原因来控制斜率。当使用外部驱动器时，可以将这种技术应用于印刷电路板(PCB)。对于这里所公开的电路，在使用集成驱动器时，可以对斜率进行外部编程并可以消除或减小过冲。集成驱动器可以包括用于驱动功率开关的控制电路，集成驱动器与功率开关集成在一个封装中。尤其对于现代功率开关技术(诸如，GaN和SiC开关)，具有集成驱动器对于支持使用功率开关所能够使用的较高开关频率是至关重要的。当使用这些新的功率开关技术时，由于较高的栅极回路寄生组件，可能无法通过使用外部驱动器来获得由这些新技术提供的较尚的开关频率。
[0081]因此，使用集成栅极驱动器(诸如图6所述的)可以有利地使级联开关能够操作在较高开关频率下。
[0082]这里所公开的电路中的一个或更多个可以用于任何功率转换应用，其中出于安全原因(例如，为了防止在所有情况下的短路)使用常关断开关，且其中使用SiC/GaN器件可带来益处。这些SiC/GaN器件中的许多示出了常导通性能，因此，使用用于提供整体关断性能的级联开关系列可以是有利的。
[0083]图6示出了级联晶体管电路600的另一示例。图6的电路的总原理与图3的电路的原理相似。采用600系的相应附图标记来描述已参考图3描述的特征，因此不必再进行赘述。
[0084]在该示例中，由用于放大电流信号的电流镜来在控制器614的控制器输出端子616处提供常导通控制信号(还可以被称作驱动器输出)。可以通过电流DAC对这些驱动器输出的电流的电平进行编程。
[0085]图6还包括电荷栗电容，也被称作电荷栗630。如图6所示，电荷栗630选择性地与自举电容器622并联，或连接到正参考电压(未示出)。应认识到，可以通过适当控制的开关(未示出)提供这种选择连接。电荷栗630可以用于容纳GaN或SiC FET 602的栅极泄露电流，否则这些泄漏电流可能引起自举电容器622两端的电压变得过低，尤其针对较长的关断时间。如果自举电容器622两端的电压变得过低，则将意外地接通功率开关。
[0086]电荷栗630配置为当级联晶体管电路关断时保持自举电容器622两端的负电压。当假定GaN或SiC FET 602保持关闭时，需要保持负栅极电压。电荷栗630可以用于将自举电容器622保持为带负电，因此保持负栅极电压。在该情况下，电荷栗630从正参考电压(未示出)(其在此充电)切换为与自举电容器622并联。当将电荷栗630与自举电容器622并联是，对其进行放电以便保持负电压。
[0087]图6的电路还包括欠压锁定(UVL0)电路632。UVL0电路632可以向MOSFET 604的栅极612提供常关断控制信号，使得常关断控制信号配置为在启动之前和启动期间令MOSFET 604断开，在级联晶体管电路内的一个或更多个电压满足一个或多个关联阈值之后，导通MOSFET 604。在空闲/关闭系统情况下，级联开关不应导通。这是由于当GaN或SiC FET 602接收到0V栅极驱动信号时它的传导通道是导通的(也就是说，它是常导通的)，然后在MOSFET接收到0V栅极驱动信号(由于它是常