专利名称：带有dc偏移和im2抑制反馈环的单端多频带反馈线性化rf放大器以及混频器的制作方法
技术领域：
本发明涉及反馈方法和系统，并且更具体地说，涉及利用通信装置接收器中的信 号反馈来限制DC偏移和互调失真。
背景技术：
常规宽带码分多址(WCDMA)低噪声放大器(LNA)和混频器架构在LNA与混频器之 间具有外部表面声波(SAW)滤波器。SAW滤波器的目的是衰减通过双工器的有限隔离泄露 到LNA中的发射(TX)信号。图1示出了在移动台诸如WCDMA手机中包含的典型架构。该架构包含具有连接到 功率放大器(PA) 5的输出的发射器4 (TX)，该功率放大器放大发射信号输出。PA 5的输出 连接到双工器6。也连接到双工器6的是接收器7 (RX)和天线8。接收器7包含片上构件9 以及片外构件。虽然直接变换架构提供了集成接收器7的许多构件、诸如低噪声放大器12、 同相(I)混频器14、正交(Q)混频器16、本地振荡器(LO) 18、相移器19、包含用于I信号的 低通滤波器20和用于Q信号的低通滤波器22的基带信道滤波器和可变增益放大器(VGA) 的方式，但是SAW滤波器是片外构件。在图1中，SAW滤波器被描绘为带通滤波器(BPF) 10。双工器6通常提供从TX到(接收)RX的某50_55dB隔离。然而，正常情况下需要 附加的隔离来防止TX泄露破坏接收器的性能。通过由第二和第三阶失真生成的互调使接 收器降级。对于支持多频带WCDMA的电路，在LNA 12与混频器14和16之间具有SAW滤波 器10的解决方案变得麻烦，这是因为每个所支持的频带都将需要其自己的SAW滤波器。然 而，这种解决方案不具有吸引力，这是因为它会增加成本和印刷电路板(PCB)面积。存在可用于SAW较少的架构中的单端/差分LNA和混频器的多个可能组合差分LNA和差分混频器缺点是用于LNA的附加封装管脚。多频带电路将需要更 大封装。单端LNA和差分混频器缺点是在LNA与混频器之间需要大的片上平衡不平衡转 换器(balim)。如果在多频带解决方案中需要多个平衡不平衡转换器，则增大了面积损失。单端LNA和单端混频器在所有单端解决方案中，都没有对于片上平衡不平衡转 换器的需要。在LNA与混频器之间存在SAW滤波器的常规架构中，SAW滤波器可具有单端输入和 差分输出。然后LNA可设计有单端输入和连接到SAW滤波器的单端输出。如果SAW滤波器 输出是差分的，则混频器可设计为双平衡的，即具有差分RF输入和差分LO输入。备选架构 可包含具有与片上平衡不平衡转换器组合以产生差分RF信号的单端输入和输出的SAW滤 波器。WCDMA LNA和混频器容易有第二阶互调失真(IiC)和第三阶互调失真(IM3)。级 间SAW滤波器帮助抵御的IM3产物是在混频器跨导级中和在开关混频器核心中生成的。对 于WCDMA，最坏的互调情况是在RX与TX频率之间的双工距离的一半处存在干扰源时。LNA和混频器的第三阶非线性将产生源自到LNA中的TX泄露和在双工距离一半处的干扰源的 RX频率处的寄生信号，双工距离在图1中例证为路径30。SAW滤波器衰减TX信号和带外阻 塞信号，并因此还衰减从这些信号生成的互调产物。
示例双工距离为190MHz的WCDMA频带IfEX = 2140MHzfTX = 2140MHz-190MHz = 1950MHzf1/2_duplex interferer = 2045MHzfIM3 = 2 · 2045MHz-1950MHz = 2140MHz = fEXLNA和混频器IM2在输入到具有第二阶非线性的混频器中的和f2处的两个干扰 源生成在其差频f\_f2处的互调产物时出现。如果干扰源彼此靠近，则这个互调产物将直接 落入期望的下变频基带频带中。在WCDMA接收器中，混频器第二阶非线性的最坏情况干扰 源是通过双工器的有限TX-RX隔离泄露到接收路径中的TX信号。TX信号是用AM和FM调制 的WCDMA数字调制干扰源。AM调制可由具有两个在f\和f2的接近频率的两音(two-tone) 干扰源表示。混频器的第二阶非线性会将TX信号包络的方形型式转化成接收器混频器输 出。这是定义对于LNA和混频器的第二阶拦截点(IP2)要求的情形。在规定发射信号在天 线处处于最大功率电平(+MdBm)的同时误位率(BER) < 10_3的最小所需灵敏度的3GPP标 准测试情况下，测试由于TX泄露引起的接收器IM2电平。在零IF接收器中生成第二阶失真有三种机制RF自混合、混频器跨导级中的第二 阶非线性和LO泄露的交叉调制。RF自混合发生在RF信号通过混频器核心开关器件中的寄生耦合泄露到混频器中 的LO信号时。在图1中这个泄露被例证为路径32。如果LO幅度不足够高，则混频器表现 得更像线性乘法器，并且因此混频器输出将含有与输入信号的平方成比例的信号，即IM2产 物。如果RF信号是用AM调制的TX泄露，则将通过开关混频器核心晶体管中的自混合生成 低基带频率IM2产物。然而，如果LO幅度足够高，则这个效应大大降低。第二阶非线性还存在于生成提供给混频器核心开关晶体管的RF电流的跨导晶体 管中。由两个频率和f2表示的AM调制干扰源将生成在f\-f2处的低频第二阶互调产物， 其被加到来自跨导晶体管的期望输出电流。如果混频器完美地平衡了，即，在开关核心晶体 管、混频器负载电阻器或LO激励块中没有不匹配，则f\-f2处的低频互调产物不会到达混频 器输出。实际上，在这些构件中不可避免地存在不匹配。因此，这种互调产物泄露到混频器 输出。在双平衡混频器中，混频器跨导是具有内置的对偶数阶IM2产物的抑制的差分 级。抑制量取决于跨导级和混频器开关核心中器件的匹配。具有单端混频器的解决方案依 赖于仅用于抑制源自跨导级的IM2的混频器开关核心中的匹配。LO泄露的交叉调制是在混频器核心RF输入处的TX泄露干扰源的AM调制通过其 传递到在混频器RF输入的LO泄露的机制。下变频这个具有LO信号本身的AM调制LO泄 露将生成在IM2频率处的混频器输出信号。与由混频器跨导级中的自混合和第二阶非线性 所生成的IM2产物相比，交叉调制产物是差分信号，S卩，在两个混频器输出处的IM2产物的 相位相差180度。
发明内容
根据本发明的实施例一般涉及使用通信装置中的信号反馈来限制DC偏移和互调失真。在一些实施例中，接收器布置包含单端多频带反馈放大器、至少一个包含主混频 器和修整混频器(trim mixer)的单端输入、差分输出混频器布置以及配置成接收由混频器 布置生成的差分输出信号的混频器反馈环电路。混频器反馈环电路基于接收的差分输出信 号生成反馈信号，并将反馈信号提供给混频器布置以最小化DC偏移和第二阶互调产物。根据本发明的一方面，单端多频带放大器可包含输入级、输出级和输入级与输出 级之间的反馈网。输入级和输出级可由许多类型开关器件中的任何类型形成。例如，可使 用栅地-阴地放大器布置中的晶体管配置输入级，并且反馈网包含可配置电阻和电容网络 以整形反馈环的频率响应。在本发明的另一方面中，单端多频带反馈放大器可包含连接到放大器输出级的可 编程谐振储能电路。可编程谐振储能电路的谐振频率可基于在放大器的输入级接收的频带 来设置，并且可调谐用于抑制来自LO频率谐波的下变频噪声。在又一方面中，混频器布置的主混频器和修整混频器可分别包含第一晶体管对和 第二晶体管对。第一晶体管对可包含DC耦合到由信号发生器生成的平衡信号对的相应差 分输入的输入，并且第二晶体管对可包含AC耦合到平衡信号对相应差分输入的输入。根据其它方面，混频器反馈环电路可包含具有用于接收差分输出信号的低通特性 的第一级和将反馈信号输出到混频器布置的修整混频器的第二跨导级。根据本发明的另一方面，可以从收发器架构中去除片外表面声波(SAW)带通滤波
ο
包含其以提供对本发明的进一步理解并且结合于其中并构成本说明书一部分的 附图例证了与说明书一起用于解释本发明原理的本发明实施例。在附图中图1是常规RF收发器架构的例证。图2是根据一些示范实施例的反馈放大器和反馈混频器架构的图解。图3是根据示范实施例的反馈放大器的图解。图4是根据示范实施例的可编程谐振储能电路的示意图。图5示出了根据一些示范实施例的反馈放大器的示范反馈网。图6例证了根据一些实施例的示范混频器电路。图7是根据一些实施例的混频器DC反馈和偏置块的示意图。图8a是例证启用反馈和没启用反馈的情况下同相⑴混频器之间的LO泄露电平 与Vbe不匹配差异的图表。图8b是例证启用反馈和没启用反馈的情况下正交(Q)混频器之间的LO泄露电平 与Vbe不匹配差异的图表。图9a是示出具有和没有用于I混频器的混频器反馈的情况下IM2电平和DC偏移 与Vbe不匹配的图表。图9b是示出具有和没有用于Q混频器的混频器反馈的情况下IM2电平和DC偏移与Vbe不匹配的图表。图10是根据一些实施例的LO激励电路的示意图。
具体实施例方式下面结合若干示范实施例更详细描述各种方面以便于理解本发明。然而，本发明 不应视为局限于这些实施例。而是，提供这些实施例使得本公开将是详尽而完整的，并将向 本领域的技术人员充分传达本发明的范围。而且，应该强调，术语“包括”当用在本说明书中时用于表明存在所描述的特征、整 数、步骤或构件；但是使用这些术语不排除存在或添加一个或多个其它特征、整数、步骤、构 件或它们的组合。根据本发明的实施例，包含低噪声线性单端多频带反馈RF放大器加上具有IM2抑 制和DC偏移消除的反馈混频器的接收器的第二和第三阶线性足够高使得不再需要在LNA 与混频器之间提供SAW滤波器。去除SAW滤波器器件降低了成本，并节省了 PCB面积。此 外，RF放大器和混频器的压缩点足够高使得到LNA中的TX泄露信号不会将接收器激励成 压缩。根据实施例的接收器架构包含单端LNA，后面是单端混频器，在LNA与混频器之间 没有任何SAW滤波器。因为排除SAW滤波器对RF放大器和混频器的第三阶线性施加了非 常严格的要求，本文描述的一些实施例包含新颖的单端多频带SAW较少的LNA和混频器架 构。这个LNA和混频器架构具有足够高的第二和第三阶线性以防止TX泄露影响接收器性 能。本发明大大减少了单端解决方案中的第二阶互调产物。本文描述的方法增大了 LNA和混频器的第二阶线性，而没有被迫具有差分LNA和混频器。单端LNA与差分混频器之 间的平衡不平衡转换器相比具有只使用一个电感的多频带RF放大器的所呈现解决方案需 要更多的管芯面积。如果对于多频带操作将需要多个平衡不平衡转换器，则面积减少甚至 更大。本发明提供了单端混频器中的改进的噪声系数。例如，单端混频器相比差分混频 器具有的缺点在于它们不抑制来自LO激励器的噪声。为了补偿这个架构差异，本文描述的 RF放大器具有内置的对于LO频率的谐波处的噪声的衰减，这是因为所公开的RF放大器的 增益具有非常陡峭的滚降。因为所有混频器都下变频来自LO频率 ·ω的奇数谐波的噪声， 所以减少来自这些较高谐波的贡献大大降低了混频器的噪声系数。本发明提供了缩小大小的片外电容器。例如，所公开的混频器包含用于在反馈环 中进行低通滤波的片外电容器。反馈的低通特性导致混频器输出的高通特性。混频器变换 增益的高通截止频率应该尽可能低到不引起误位率增大。这通过在混频器核心中的主混频 器和修整混频器中具有不同尾电流的所公开混频器架构来实现。正如将在本文详细描述的 一样，每个混频器核心中的主混频器和修整混频器包含在混频器输出处共享相同负载的开 关器件，并且修整混频器开关器件的控制由最小化输出处的DC偏移的反馈机构调节。当发射器输出功率低时，所生成的ΙΜ2产物减少得非常多，这是因为它们与TX输 出功率的平方成比例。该公开描述了当TX输出功率低时降低混频器电流消耗的方法。本发明去除了对于第二阶拦截点(IP2)的产物修整的需要。虽然可通过混频器负载电阻器的产物调谐来解决IP2问题，其中一种方法涉及向接收器提供测试音 (test-tone)，并且使用与负载电阻器串联的可编程开关调谐混频器负载电阻，直到最小化 第二阶失真为止，这种方法不太合需要，这是因为它们增加了显著的测试时间。本文描述的 方法降低了使用反馈环的开关混频器核心中的器件不匹配效应，而不是产物修整。图2示出了根据一些实施例的单端多频带反馈RF放大器和反馈混频器架构。所 呈现的架构具有在LNA(未示出)与I混频器220和Q混频器230之间不需要SAW滤波器 的足够高的第二和第三阶线性。第二阶线性由混频器DC反馈和偏置块240实现。反馈还 大大衰减了混频器输出处的DC偏移，并且第三阶线性由反馈RF放大器210保证。图2中示出的架构的设计都是单端的。单端LNA(未示出)生成RF电流，其被提 供给单端多频带RF反馈放大器210的端子中的RF。RF反馈放大器210生成沿用于混频器 I 220、I信道混频器的路径212的一个输出电流和沿路径214到混频器Q 230、Q信道混频 器的一个输出电流。混频器I 220和混频器Q 230是单端的，S卩，RF输入信号不平衡。反 馈放大器210的两个输出电流同相。混频器I 220和混频器Q 230中的每个都包含修整混频器和主混频器，这将在后 面详细描述。来自混频器I 220的两个输出和来自混频器Q 230的两个输出沿相应的反馈 路径对222/2M和232/234连接到混频器DC反馈和偏置块240的输入。这些反馈路径对 222/224和232/234是包含混频器DC反馈和偏置块240及其输出242至256的混频器反馈 环的一部分，这些输出将偏置和反馈电流提供给混频器混频器I 220和混频器Q 230。混频器DC反馈和偏置块240沿路径242输出电流Iteim left 沿路径244输出Iteim right χ,沿路径Μ6输出Itail main 1；沿路径M8输出Itail triffl 1；它们被提供给混频器I 220，并沿 路径250输出
-1 trim left Q'沿路径252输出Itrimright Q' 沿路径2M输出丄tail main Q并沿路径
输出Itail trim Q，它们被提供给混频器Q 230。反馈放大器210的同相(I)输出RF Out I沿 路径212提供给反馈路径M6，并且反馈放大器210的正交(Q)输出RF Out Q沿路径214 提供给反馈路径254。LO信号发生器260包含生成平衡的LO输出的LO激励电路，平衡的LO输出包括 四个 LO 信号LO In 262、LO Ip 264、LO Qp 266 禾口 LO Qn 268。LO In 262 和 LO Ip 264 信号对被提供给混频器I 220，并且LO Qp266和LO Qn 268信号对被提供给混频器Q 230。 LO信号发生器260可以是标准IQ分配器电路(divider circuit)，但是可以使用其它类型 的本地振荡器信号发生器件。现在将参考图3描述示范多频带可编程电流到电流RF反馈放大器210的细节。多 频带接收器可包含向所公开的多频带RF反馈放大器210提供RF信号的多个LNA。RF反馈 放大器210的设计目标是高的第三阶线性、低噪声系数和/或LO频率的谐波处的输出噪声 的衰减，由此最小化源自由混频器下变频的这些谐波频率的噪声。电流到电流反馈放大器210具有低输入阻抗。因此，可以简化LNA的设计，这是因 为将没有对于输入晶体管后面的栅地-阴地放大器级的需要。常规设计通常会包含连接到 生成混频器核心电流的跨导放大器的栅地-阴地放大器LNA输入级。从RF输入晶体管的 输出来看，栅地-阴地放大器器件具有低输入阻抗。因此，LNA的带宽增大了，这是因为它 不再受由输入晶体管的负载及其寄生电容所生成的RC负载的限制。参考图3，来自理想LNA的输出信号RF in被提供给双极器件Ql的基极，该器件是包含双极器件Q2的栅地-阴地放大器配置的一部分。Ql的发射极通过电阻器R2连接到 地用于偏置稳定目的。因为期望向RF反馈放大器210中看时有低输入阻抗，所以在电阻器 R2上提供电容器C9，由此对于RF频率产生来自Ql发射极的低阻抗。Ql的集电极连接到栅 地-阴地放大器器件Q2的发射极，栅地-阴地放大器器件Q2具有信号接地的基极。提供 晶体管Ql和Q2的栅地-阴地放大器配置以增大反馈放大器210的环增益。环增益Αβ直 接确定设计的第三阶非线性。Q2的集电极连接到可编程谐振储能电路320。可编程谐振储能电路320的谐振频率是基于施加到频带选择输入BSEL、BSEL HB 1和BSEL HB 2的逻辑电平可编程的，以增大、放大或最大化期望频带的环增益。此外，使 用逆变器件诸如逆变器3 产生BSEL、BSEL INV的逆变形式，其可使用CMOS器件和配置或 某种其它类型的逆变器形成。将认识到，尽管在图3的示范栅地-阴地放大器配置中所用 的器件是双极结型晶体管(BJT)，但是可以使用其它开关器件。例如，MOSFET器件可备选地 用作器件Ql和Q2，其中BJT公共基极级0^2)用公共栅极级代替，并且BJT公共发射极级 (Ql)用公共源极级代替。图4示出了根据一些实施例的示范可编程谐振储能电路320的更多细节。储能电 路包括片上电感器LO和固定电容器C13连同开关的电容器CIO、Cll和C12。可通过激活 一个或多个NMOS开关M5、M6和M21基于接收的频带改变储能谐振频率。对于频带I操作 (2110-2170MHz)，开关都不接通。对于频带II (1930_1990MHz)，BSEL HB 1将是高的，并且 M5 将导电。对于频带 III(1805-1880MHz)，BSEL HB 1 ^P BSEL HB 2 将是高的，即 M5 禾口 M21 导电。在低频带，对于频带V(869-894MHz)和频带VI (875_885MHz)，BSEL设置为低，并且对 应地BSEL INV将是高的，并且BSEL HB 1和BSEL HB 2设置为高。从而，开关M5、M6和M21 是开的。对于频带VIII (925-960MHZ)，仅BSEL是高的，并由此仅M6是开的。假设，正向电源和地是信号方式等同(signal-wise equal)，即，在正向电源与地 之间存在充分的退耦合。这对于使用连接到地的NMOS开关调谐并行谐振电路是必需的。如 果使用PMOS器件代替NMOS器件，则谐振电路的Q值由于这些器件的较大r。n而变差。较大 PMOS器件还会破坏性能，这是因为PMOS开关在其关位置中的寄生电容会太大；由此难以达 到最高所需谐振频率。返回到图3，来自可编程谐振储能电路320的输出沿路径330、332和电容器C3AC 耦合到NMOS器件Ml和M2的栅极，并还沿路径330、3；34和电容器C4AC耦合到NMOS器件M3 和M4。需要AC耦合，这是因为在可编程谐振储能电路320输出处的DC电压对于NMOS器件 Ml到M4的最佳大小和/或DC电流不恰当。基于到混频器核心的输出应该DC耦合还是AC 耦合，NMOS器件M3和M4经由施加ν偏置AC接通，并且NMOS器件Ml和Μ2经由施加ν偏 置DC接通。包含AM调制的干扰源会在跨导匪OS器件Μ1、Μ2、Μ3和Μ4中生成低频ΙΜ2音。如 果AM调制的干扰源由两个频率和f2表示，则IM2音会在频率f「f2处。如果混频器核心是理想的，即，没有不匹配，则IM2音不会到达混频器的输出。然 而，具有不匹配的混频器核心遭受低频信号的馈通。由此，IM2音将基于混频器核心中的不 匹配到达混频器输出。在NMOS晶体管Ml和M2接通的AC耦合模式中，通过AC耦合来自电 流到电流反馈放大器210的输出(其具有阻塞低频IM2音的高通特性)，将防止IM2音到达 混频器核心，混频器I 220或混频器Q 230。AC耦合的损失是电流消耗，这是因为对于混频器开关核心，AC耦合的跨导NMOS Ml和M2的DC电流加倍。混频器DC反馈和偏置块240不能够抑制源自电流到电流反馈放大器210的任何 低频IM2信号。RF输入信号经由AC耦合从混频器I 220/Q 230的主混频器的RF输入提供 给混频器I 220/Q 230的修整混频器。对于来自电流到电流反馈放大器210的输出的DC 耦合的情况，来自这个级的低频IM2信号会到达主混频器但不到达修整混频器。如果在主 混频器中存在不匹配，则混频器反馈环将通过偏移修整混频器补偿不匹配。然而，通过主混 频器的IM2构件的馈通仍将是相同的。反馈放大器210的电流增益由下式给出
权利要求
1.一种接收器布置，包括单端多频带反馈放大器；至少一个包括主混频器和修整混频器的单端输入、差分输出混频器布置；以及混频器反馈环电路，配置成接收由所述混频器布置生成的差分输出信号、基于接收的 差分输出信号生成反馈信号并将所述反馈信号提供给所述混频器布置以由此最小化DC偏 移和第二阶互调产物。
2.如权利要求1所述的接收器布置，其中所述单端多频带反馈放大器包括输入级、输出级和耦合在所述输入级与输出级之间的反馈网；以及连接到所述输入级的输出的可编程谐振储能电路，其中基于在所述输入级的输入处接 收的频带设置所述可编程谐振储能电路的谐振频率。
3.如权利要求2所述的接收器布置，其中所述谐振储能被调谐在本地振荡器频率处或 本地振荡器频率附近以衰减所述本地振荡器频率的较高谐波。
4.如权利要求2所述的接收器布置，其中所述输出级中的部分电流作为反馈电流通过 所述反馈网被提供给所述输入级的输入。
5.如权利要求4所述的接收器布置，其中所述反馈网包括频率相关的可配置电阻和电 容网络，并且基于所述单端多频带反馈放大器的带操作来整形反馈环的频率响应。
6.如权利要求2所述的接收器布置，其中所述输入级是栅地-阴地放大器配置。
7.如权利要求2所述的接收器布置，其中所述输出级包括两对晶体管，一对晶体管通 过AC耦合路径耦合到所述单端多频带反馈放大器的输出节点，而另一对晶体管通过DC耦 合路径耦合到所述输出节点，并且其中基于功率放大器的输出功率电平来选择所述AC路 径或所述DC路径。
8.如权利要求1所述的接收器布置，还包括增益开关，所述增益开关当启用时通过将 到所述单端多频带反馈放大器的输入信号分路到地来降低所述单端多频带反馈放大器的增益 ο
9.如权利要求8所述的接收器布置，其中当所述输入信号的功率超过预定电平时启用 所述增益开关。
10.如权利要求1所述的接收器布置，其中所述主混频器包括第一晶体管对，所述第一对中的每个晶体管包括DC耦合到由信号发生器生成的平衡 信号对的相应差分输入的第一输入节点、与到公共节点的第一对晶体管中的另一个晶体管 的第二节点连接并从所述单端多频带反馈放大器接收信号输出的第二节点以及输出所述 差分输出信号的输出节点；以及其中所述修整混频器包括第二晶体管对，所述第二对中的每个晶体管包括AC耦合到所述平衡信号对的相应差 分输入的输入节点、与到公共节点的所述第二对晶体管中的另一个晶体管的第二节点连接 的第二节点以及连接到所述第一晶体管对的所述输出节点的输出节点；其中所述第一晶体 管对的公共节点和第二晶体管对的公共节点彼此AC耦合，并且其中所述修整混频器从所 述混频器反馈环电路接收反馈信号。
11.如权利要求1所述的接收器布置，其中所述混频器反馈环电路包括第一级，包含第三晶体管对，所述第三晶体管对中的每个晶体管包含从所述混频器布置接收所述差分输出信号中相应信号的第一输入节点，和输出节点，其中所述第一级具有 低通滤波器特性；以及第二跨导级，包含第四晶体管对，所述第四晶体管对中的每个晶体管包含连接到所述 第三晶体管对的所述输出节点之一的第一输入节点，和将所述反馈信号输出到所述修整混 频器的所述第二晶体管对以控制所述第二晶体管对的偏置电压的输出节点。
12.如权利要求11所述的接收器布置，其中所述第三晶体管对中的每个晶体管的输出 连接到RC网络。
13.如权利要求11所述的接收器布置，其中在所述混频器反馈环电路中提供关闭机构 以关掉到所述第三晶体管对的偏置电压。
14.如权利要求11所述的接收器布置，其中当与所述接收器布置相关联的发射器在预 定功率电平以下发射时激活所述关闭机构。
全文摘要
接收器布置包含单端多频带反馈放大器、至少一个包含主混频器和修整混频器的单端输入、差分输出混频器布置以及配置成接收由混频器布置生成的差分输出信号的混频器反馈环电路。混频器反馈环电路基于接收的差分输出信号生成反馈信号，并将反馈信号提供给混频器布置以最小化DC偏移和第二阶互调产物。单端多频带反馈放大器可包含输入级和连接到输入级用于抑制来自LO频率的谐波的下变频噪声的可编程谐振储能电路以及基于单端多频带反馈放大器的带操作整形包含反馈网的反馈环的频率响应的可配置反馈网。
文档编号H04B1/30GK102138283SQ200980134908
公开日2011年7月27日 申请日期2009年6月23日 优先权日2008年6月30日
发明者T·泰尔德 申请人:爱立信电话股份有限公司