触摸检测电路以及半导体装置的制作方法

本发明涉及触摸检测电路以及具备该触摸检测电路的半导体装置，特别是能够适合在通过对根据所施加的检测信号而从传感器电容得到的响应信号进行测定来对导体向所述传感器电容的接近进行感测的触摸检测中利用。

背景技术：

在电容方式的触摸检测中存在自电容方式和互电容方式，但是，在所有方式中都是，对传感器电容施加规定的检测信号而对传感器电容以及通过触摸进行增减的电容成分进行充放电，接收与此相伴而得到的响应信号，并对其大小进行测定，由此，检测有无触摸。

在专利文献1中公开了一种互电容方式的触摸检测电路。使检测信号为矩形波，将其上升沿所对应的响应信号和下降沿所对应的响应信号在彼此反转了极性之后进行积分，由此，提高检测灵敏度。

在专利文献2中公开了一种δ∑调制电路。在输入部具备多个带开关的电容，对输入信号进行平滑。以输入信号的直流成分为零的方式对开关进行反馈控制，减轻时钟抖动造成的误差。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2014–106864号公报；

专利文献2：美国专利申请公开第2010/0295715号说明书。

技术实现要素：

发明要解决的课题

本发明人对专利文献1以及2进行研究的结果是，知晓了存在以下那样的新的课题。

在专利文献1中，在使用矩形波作为检测信号的情况下，在使响应信号的极性反转的定时存在充分的裕度，但是，在使用正弦波、三角波等作为检测信号的情况下，在使响应信号的极性反转的定时没有充分的裕度。若在使响应信号的极性反转的定时没有充分的裕度，则本来正侧的响应信号被作为负侧的响应信号进行积分，或者，相反地本来负侧的响应信号被作为正侧的响应信号进行积分，其结果是，存在不能够保持检测精度的情况。即，存在重叠于响应信号的相位噪声成分使检测精度劣化的问题。

为了解决该问题，能够组合在专利文献2中记载的技术。即，在响应信号的输入部具备多个带开关的电容，以响应信号的直流成分为零的方式对开关进行反馈控制，由此，能够将使响应信号的极性反转的定时保持为适当的定时。

可是，在这样的解决方案中，需要装载多个电容或开关，存在电路规模变大的问题。特别地，在触摸检测电路中，根据提高触摸坐标的检测精度的要求而安装许多传感器电容，存在与此相伴而装载许多触摸检测电路的趋势，因此，电路规模的增加是严重的课题。

本发明的目的在于抑制电路规模的增加并且防止重叠于响应信号的相位噪声造成的检测精度的劣化。

在以下对用于解决这样的课题的手段进行说明，但是，关于其它课题和新的特征，根据本说明书的记述以及附图变得明确。

用于解决课题的方案

根据一个实施方式，如下述那样。

即，通过对根据所施加的检测信号而从传感器电容得到的响应信号进行测定来对导体向所述传感器电容的接近进行感测的触摸检测电路如以下那样构成。

具备模拟/数字变换器和傅里叶变换器，模拟/数字变换器以规定周期对响应信号进行采样并变换成数字值，作为时间序列的响应数据进行输出。傅里叶变换器根据该时间序列的响应数据对检测信号的周期的倒数即检测频率的振幅值进行计算并输出。

发明的效果

对由所述一个实施方式得到的效果简单地说明如下。

即，能够抑制电路规模的增加并且能够防止重叠于响应信号的相位噪声造成的检测精度的劣化。触摸检测电路将响应信号变换到频域并且仅对与触摸检测所需要的检测信号的频率相等的频率成分进行计算以供后级的触摸坐标的运算处理，因此，电路规模变小并且能够将相位噪声的影响排除。

附图说明

图1是示出本发明的基本的触摸检测电路的结构例的框图。

图2是示出实施方式2的触摸检测电路的结构例的框图。

图3是示出分别具备波形存储器（ddswaveram）和系数存储器（coef.ram）的情况的结构例的框图。

图4是示出在任意波形生成器（dds）和系数生成器中共用系数存储器（coef.ram）的第一（地址共同）结构例的框图。

图5是示出在任意波形生成器（dds）和系数生成器中共用系数存储器（coef.ram）的第二（地址分离）结构例的框图。

图6是示出在任意波形生成器（dds）和系数生成器中共用系数存储器（coef.ram）的第三（地址分离、与高次谐波对应）结构例的框图。

图7是示出系数存储器（coef.ram）储存1/4波长的余弦波数据的系数生成器8的结构例的框图。

图8是示出系数存储器（coef.ram）储存1/4波长的正弦波数据的系数生成器8的结构例的框图。

图9是示出系数存储器（coef.ram）储存1/4波长的正弦波数据并且将任意波形生成器和系数生成器的地址分离的结构例的框图。

图10是示出实施方式4的离散傅里叶变换器的结构例的框图。

图11是示出实施方式4的离散傅里叶变换器的另一结构例的框图。

图12是示意性地示出互电容方式的触摸面板和触摸控制器的结构例的框图。

图13是示意性地示出自电容方式的触摸面板和触摸控制器的结构例的框图。

图14是示出本发明的触摸检测电路的基本工作的说明图。

具体实施方式

1.实施方式的概要

首先，关于在本申请中公开的代表性的实施方式，对概要进行说明。在关于代表性的实施方式的概要说明中标注括号进行参照的附图中的附图标记只不过是例示出被标注了该附图标记的结构要素的概念中所包含的结构要素。

〔1〕将检测信号傅里叶变换到频域的触摸检测电路

一种触摸检测电路（100），通过对根据所施加的检测信号（sensingwave）而从传感器电容（1）得到的响应信号（sensorresponse）进行测定来对导体向所述传感器电容的接近进行感测，所述触摸检测电路（100）如以下那样构成。

具备模拟/数字变换器（adc；3）和傅里叶变换器（dft；5）。

所述模拟/数字变换器以规定周期对所述响应信号进行采样并变换成数字值，作为时间序列的响应数据进行输出。

所述傅里叶变换器根据所述时间序列的响应数据对所述检测信号的周期（t0）的倒数即检测频率（fk）的变换结果（gainatfk或者real/imgatfk）进行计算并输出。

由此，能够抑制电路规模的增加并且能够防止重叠于响应信号的相位噪声所造成的检测精度的劣化。

〔2〕任意波形生成器+傅里叶系数生成器（系数表的共用）

在项〔1〕中，所述触摸检测电路还具备定时器（10）、任意波形生成器（dds；6）、数字/模拟变换器（dac；7）、以及具有系数表（81～84）的傅里叶系数生成器（8）。

所述定时器向所述任意波形生成器和所述傅里叶系数生成器供给共同的定时信号。

所述系数表保持用于生成傅里叶系数的系数列。

所述傅里叶系数生成器基于所述定时信号从所述系数表依次读出系数列（data_img,data_real），供给到所述傅里叶变换器和所述任意波形生成器。

所述傅里叶系数生成器基于被供给的所述系数列生成傅里叶系数（coef_data_img,coef_data_real），供给到所述傅里叶变换器。

所述任意波形生成器基于所供给的所述系数列生成时间序列数据（data_dds_img），所述数字/模拟变换器将所述时间序列数据变换为模拟信号，作为所述检测信号输出。

由此，在将检测信号的波形设为正弦波或者余弦波时，任意波形生成器（dds；6）不需要具备波形表。因此，以小的电路规模，系数生成器（8）能够将检测频率的傅里叶变换系数供给到傅里叶变换器，并且，任意波形生成器（dds；6）能够供给检测信号的时间序列数据。

〔3〕系数表保持sin或者cos的1/4周期的数据列

在项〔1〕或项〔2〕中，所述系数表保持正弦波或者余弦波的四分之一周期的数据列作为所述系数列。

由此，能够以更小的电路规模构成任意波形生成器（dds；6）和系数生成器（8）。

〔4〕进一步窗函数

在各项〔1〕、〔2〕或〔3〕中，所述触摸检测电路还具备窗函数生成器（9）。

所述定时器还将所述定时信号供给到所述窗函数生成器，所述窗函数生成器基于所述定时信号将窗函数的系数值供给到所述傅里叶系数生成器。

所述傅里叶系数生成器基于所供给的所述系数列和所述窗函数的系数值生成傅里叶系数并供给到所述傅里叶变换器。

由此，在傅里叶变换中应用窗函数，起因于时间序列数据有限的频域中的变换误差被减轻，能够提高针对外来噪声的耐受性。

〔5〕任意波形生成器+傅里叶系数生成器（波形表和系数表）

在项〔1〕中，所述触摸检测电路还具备定时器（10）、具有波形表（61）的任意波形生成器（dds；6）、数字/模拟变换器（dac；7）、以及具有系数表（81）的傅里叶系数生成器（8）。

所述定时器向所述任意波形生成器和所述傅里叶系数生成器供给共同的定时信号。

所述波形表保持用于生成所述检测信号的时间序列数据，所述任意波形生成器基于所述定时信号从所述波形表中依次读出所述时间序列数据并供给到所述数字/模拟变换器。所述数字/模拟变换器将依次被供给的所述时间序列数据变换为模拟信号来作为所述检测信号进行输出。

所述系数表保持用于生成傅里叶系数的系数列，所述傅里叶系数生成器基于所述定时信号从所述系数表依次读出所述系数列，生成傅里叶系数并供给到所述傅里叶变换器。

由此，在将检测信号的波形设为不是正弦波的任意的波形时，能够将检测频率的傅里叶变换系数供给到傅里叶变换器。

〔6〕1/4周期的时间序列数据

在项〔5〕中，所述波形表保持所述检测信号的四分之一周期的时间序列数据，所述系数表保持正弦波或者余弦波的四分之一周期的数据列作为所述系数列。

由此，能够以更小的电路规模构成任意波形生成器。

〔7〕进一步窗函数

在项〔5〕或项〔6〕中，所述触摸检测电路还具备窗函数生成器（9）。

所述定时器还将所述定时信号供给到所述窗函数生成器。

所述窗函数生成器基于所述定时信号将窗函数的系数值供给到所述傅里叶系数生成器，所述傅里叶系数生成器基于依次被供给的所述系数列和所述窗函数的系数值生成傅里叶系数并供给到所述傅里叶变换器。

由此，在傅里叶变换中应用窗函数，起因于时间序列数据有限的频域中的变换误差被减轻，能够提高针对外来噪声的耐受性。

〔8〕模拟/数字变换器为∑δ型

在各项〔1〕～〔7〕中的任意一项中，所述模拟/数字变换器是西格玛德尔塔方式。

由此，能够抑制电路规模的增加。

〔9〕1位∑δ调制器+xnor(xor)的乘法

在项〔2〕或项〔5〕中，所述模拟/数字变换器是1位的西格玛德尔塔调制电路（4）。

所述傅里叶变换器基于从所述傅里叶系数生成器依次供给的所述傅里叶系数的符号位和来自所述西格玛德尔塔调制电路的输出的异或（35、36）的结果，使所述傅里叶系数的符号反转或者不反转原样地进行累加，由此，计算所述检测频率的变换结果（dft_real,dft_img）。

由此，能够进一步抑制电路规模的增加。

〔10〕半导体装置

一种半导体装置（201、202），能够与传感器电容（1）连接，并且具备触摸检测电路（100），所述触摸检测电路（100）通过对根据施加于所述传感器电容的检测信号（sensingwave）而得到的响应信号（sensorresponse）进行测定来对导体向所述传感器电容的接近进行感测，所述半导体装置（201、202）如以下那样构成。

触摸检测电路（100）具备模拟/数字变换器（adc；3）和傅里叶变换器（dft；5）。

所述模拟/数字变换器以规定周期对所述响应信号进行采样并变换成数字值，作为时间序列的响应数据进行输出。

所述傅里叶变换器根据所述时间序列的响应数据对所述检测信号的周期（t0）的倒数即检测频率（fk）的变换结果（gainatfk或者real/imgatfk）进行计算并输出。

由此，能提供能够抑制电路规模的增加并且能够防止重叠于响应信号的相位噪声所造成的检测精度的劣化的、例如触摸控制器ic等半导体装置。

〔11〕任意波形生成器+傅里叶系数生成器（系数表的共用）

在项〔10〕中，所述触摸检测电路还具备定时器（10）、任意波形生成器（dds；6）、数字/模拟变换器（dac；7）、以及具有系数表（81～84）的傅里叶系数生成器（8）。

所述定时器向所述任意波形生成器和所述傅里叶系数生成器供给共同的定时信号。

所述系数表保持用于生成傅里叶系数的系数列。

所述傅里叶系数生成器基于所述定时信号从所述系数表依次读出系数列（data_img,data_real），供给到所述傅里叶变换器和所述任意波形生成器。

所述傅里叶系数生成器基于被供给的所述系数列生成傅里叶系数（coef_data_img,coef_data_real），供给到所述傅里叶变换器。

所述任意波形生成器基于所供给的所述系数列生成时间序列数据（data_dds_img），所述数字/模拟变换器将所述时间序列数据变换为模拟信号来作为所述检测信号进行输出。

由此，在将检测信号的波形设为正弦波或者余弦波时，任意波形生成器（dds；6）不需要具备波形表。因此，以小的电路规模，系数生成器（8）能够将检测频率的傅里叶变换系数供给到傅里叶变换器，并且，任意波形生成器（dds；6）能够供给检测信号的时间序列数据。

〔12〕系数表保持sin或者cos的1/4周期的数据列

在项〔10〕或项〔11〕中，所述系数表保持正弦波或者余弦波的四分之一周期的数据列作为所述系数列。

由此，能够以更小的电路规模构成任意波形生成器（dds；6）和系数生成器（8）。

〔13〕进一步窗函数

在各项〔10〕、〔11〕或〔12〕中，所述触摸检测电路还具备窗函数生成器（9）。

所述定时器还将所述定时信号供给到所述窗函数生成器，所述窗函数生成器基于所述定时信号将窗函数的系数值供给到所述傅里叶系数生成器。

所述傅里叶系数生成器基于所供给的所述系数列和所述窗函数的系数值生成傅里叶系数并供给到所述傅里叶变换器。

由此，在傅里叶变换中应用窗函数，起因于时间序列数据有限的频域中的变换误差被减轻，能够提高针对外来噪声的耐受性。

〔14〕任意波形生成器+傅里叶系数生成器（波形表和系数表）

在项〔10〕中，所述触摸检测电路还具备定时器（10）、具有波形表（61）的任意波形生成器（dds；6）、数字/模拟变换器（dac；7）、以及具有系数表（81）的傅里叶系数生成器（8）。

所述定时器向所述任意波形生成器和所述傅里叶系数生成器供给共同的定时信号。

所述波形表保持用于生成所述检测信号的时间序列数据，所述任意波形生成器基于所述定时信号从所述波形表中依次读出所述时间序列数据并供给到所述数字/模拟变换器。所述数字/模拟变换器将依次被供给的所述时间序列数据变换为模拟信号来作为所述检测信号进行输出。

所述系数表保持用于生成傅里叶系数的系数列，所述傅里叶系数生成器基于所述定时信号从所述系数表依次读出所述系数列，生成傅里叶系数并供给到所述傅里叶变换器。

由此，在将检测信号的波形设为不是正弦波的任意的波形时，能够将检测频率的傅里叶变换系数供给到傅里叶变换器。

〔15〕1/4周期的时间序列数据

在项〔14〕中，所述波形表保持所述检测信号的四分之一周期的时间序列数据，所述系数表保持正弦波或者余弦波的四分之一周期的数据列作为所述系数列。

由此，能够以更小的电路规模构成任意波形生成器。

〔16〕进一步窗函数

在项〔14〕或项〔15〕中，所述触摸检测电路还具备窗函数生成器（9）。

所述定时器还将所述定时信号供给到所述窗函数生成器。

所述窗函数生成器基于所述定时信号将窗函数的系数值供给到所述傅里叶系数生成器，所述傅里叶系数生成器基于依次被供给的所述系数列和所述窗函数的系数值来生成傅里叶系数并供给到所述傅里叶变换器。

由此，在傅里叶变换中应用窗函数，起因于时间序列数据有限的频域中的变换误差被减轻，能够提高针对外来噪声的耐受性。

〔17〕模拟/数字变换器为∑δ型

在各项〔10〕～〔16〕中的任意一项中，所述模拟/数字变换器是西格玛德尔塔方式。

由此，能够抑制电路规模的增加。

〔18〕1位∑δ调制器+xnor(xor)的乘法

在项〔11〕或项〔14〕中，所述模拟/数字变换器是1位的西格玛德尔塔调制电路（4）。

所述傅里叶变换器基于从所述傅里叶系数生成器依次供给的所述傅里叶系数的符号位和来自所述西格玛德尔塔调制电路的输出的异或（35、36）的结果，使所述傅里叶系数的符号反转或者不反转原样地进行累加，由此，计算所述检测频率的变换结果（dft_real,dft_img）。

由此，能够进一步抑制电路规模的增加。

2.实施方式的细节

对实施方式进一步进行详述。

〔实施方式1〕将检测信号傅里叶变换到频域的触摸检测电路

图1是示出本发明的基本的触摸检测电路100的结构例的框图。触摸检测电路100对根据所施加的检测信号（sensingwave）而从传感器电容（也称作传感器节点）1得到的响应信号（sensorresponse）进行测定，由此，为了感测用户的手指等导体向传感器电容1的接近而测定传感器电容1的电容值的变动。再有，图1中图示的信号是由1条或者多个布线构成的1位～许多位的数字信号，但是，省略了总线标记。这一点对于在本申请中公开的其它的实施方式以及所引用的其它的框图等也是同样的。

图12和图13分别是示意性地示出互电容方式和自电容方式的触摸面板和触摸控制器的结构例的框图。

在互电容方式（图12）的触摸面板301中，作为传感器电容1的cx呈矩阵状地配置在检测信号布线g1～gy和响应信号布线s1～sx交叉的位置。触摸控制器ic（integratedcircuit）201具备对检测信号布线g1～gy进行驱动的检测信号驱动电路（sd）101、分别与响应信号布线s1～sx连接的触摸检测电路（ts）100_1～100_x、以及接口（i/f）102。经由接口（i/f）102被连接的微控制器（mcu）11对触摸控制器ic201进行控制，并且，根据由触摸检测电路100_1～100_x观测到的传感器电容（cx）1的电容值的变化求取触摸坐标。在互电容方式中，依次驱动检测信号布线g1～gy，与此相伴地在响应信号布线s1～sx中出现与传感器电容（cx）1的电容值对应的充放电电流，因此，触摸检测电路100_1～100_x测定其电流值。响应信号的电流值与传感器电容（cx）1的电容值的变化对应地进行增减，因此，能够感测用户的手指等导体接近所造成的传感器电容（cx）1的电容值的减少。

在自电容方式（图13）的触摸面板302中，作为传感器电容1的cx按被施加检测信号而出现响应信号的布线t1～tz的每一个配置。触摸控制器ic202具备与布线t1～tz的每一个连接的检测信号驱动电路（sd）101_1～z、触摸检测电路100_1～100_z、以及接口（i/f）102。经由接口（i/f）102被连接的微控制器（mcu）11对触摸控制器ic202进行控制，并且，根据由触摸检测电路100_1～100_z观测到的传感器电容（cx）1的电容值的变化求取触摸坐标。在自电容方式中，经由布线t1～tz由检测信号驱动电路（sd）101_1～z对传感器电容（cx）1进行充电，与此相伴地在相同的布线t1～tz中出现与传感器电容（cx）1的电容值对应的放电电流，因此，触摸检测电路100_1～100_z测定其电流值。响应信号的电流值与传感器电容（cx）1的电容值的变化对应地进行增减，因此，能够感测用户的手指等导体接近所造成的传感器电容（cx）1的电容值的增加。

再有，为了将说明简化，将传感器电容（cx）1和触摸检测电路的数量设为相同数量来进行说明，但是，也可以利用多路复用等以时分进行工作。

不管采用哪种方式，触摸检测电路100都对根据所施加的检测信号（sensingwave）而从传感器电容（cx）1得到的响应信号（sensorresponse）进行测定，由此，能够感测用户的手指等导体向传感器电容（cx）1的接近。

此外，不管采用哪种方式，触摸控制器ic201、202都未被特别限制，但是，例如使用公知的cmos（complementarymetal-oxide-semiconductorfieldeffecttransistor，互补金属氧化物半导体场效应晶体管）lsi（largescaleintegratedcircuit，大规模集成电路）的制造技术形成于硅等的单一半导体基板上。也可以与显示驱动器电路集成于同一半导体芯片。通过倒装芯片安装于显示触摸面板的玻璃基板上，由此，还能够减小显示触摸面板的安装/布线面积，有助于窄边框化。

返回到图1的说明。传感器节点1与图12和图13的传感器电容（cx）1对应。触摸检测电路100具备模拟/数字变换器（adc）3和傅里叶变换器（dft）5。模拟/数字变换器3以规定周期对响应信号进行采样并变换为数字值，作为时间序列的响应数据进行输出。傅里叶变换器5根据时间序列的响应数据计算检测信号的周期（t0）的倒数即检测频率（fk）的变换结果并输出。若将周期t0的检测信号施加于传感器节点1，则反映传感器节点1的电容值的变化的响应信号的基本频率fk为与检测信号的基本频率相同的1/t0。傅里叶变换器5对被数字化后的响应信号执行离散傅里叶变换，由此，将响应信号变换为频域的信号。频域的响应信号中的基本频率fk的成分最显著地反映传感器节点1的电容值的变化，因此，输出由基本频率fk的实部real和虚部img构成的复频率成分或者根据其计算出的振幅成分（gain）。

由此，能够抑制电路规模的增加并且能够防止重叠于响应信号的相位噪声所造成的检测精度的劣化。

此时，针对频域的信号中的基本频率fk为与检测信号的基本频率相同的1/t0的情况特别写出并说明了响应信号，但是，本申请发明不限于此。也可以将响应信号着眼于频域的信号中的基本频率的高次谐波成分，进一步，也可以着眼于与基本频率不同的频率成分。

图14是示出本发明的触摸检测电路100的基本工作的说明图。检测信号（sensingwave）在图12所示的互电容方式的情况下依次被施加于检测信号布线g1～gy，因此，如果针对检测信号g1来看，如图示那样周期t0即基本频率fk=1/t0的信号仅在规定周期t的期间被施加。在图14中示出在周期t中包含4周期的正弦波的检测信号g1，但这仅是一例。即，周期t中所包含的信号波形的重复可以是任意的次数，其波形也不仅是正弦波、余弦波，也可以是梯形波、矩形波、三角波等任何的波形。在该例中，响应信号（sensorresponse）也成为具有相同的基本频率fk的信号。以与其说检测信号不如说响应信号为正弦波、余弦波的方式调整检测信号的波形也可。

模拟/数字变换器（adc）3对响应信号（sensorresponse）进行采样并变换为数字值，作为时间序列的响应数据r（0）～r（n―1）进行输出。在该例中，假设在周期t的期间中进行n次采样的情况来进行说明。得到n个时域的响应数据r（0）～r（n―1）。对其进行离散傅里叶变换而变换到频域。其结果是，得到频域的响应信号f（0）～f（n―1）。

在以下示出离散傅里叶变换的基本变换式。

【数式1】

【数式2】

【数式3】

。

式1是表示频域的信号f（0）～f（n―1）和时域的信号r（0）～r（n―1）的关系的变换式。式2是将其改写而变形成从时域的信号r（0）～r（n―1）计算频域的信号f（0）～f（n―1）的形式的变换式。此处，若假定如图14所例示的那样在周期t的期间包含4周期的量的基本频率fk=1/t0的信号，则频率fk的频域的信号成分f（fk）如式3那样表示。这样，不是响应信号中所包含的全部的频率成分，而仅为基本频率fk的成分的计算，由此，运算量被大幅度地削减，与例如装载高速傅里叶变换电路相比，能够抑制电路规模。再有，不需要仅限于基本频率fk，也可以包含2倍、3倍的高次谐波成分，也可以以仅计算其它的特征频率成分的方式进行变更。

〔实施方式2〕任意波形生成器+系数生成器+窗函数生成器

图2是示出实施方式2的触摸检测电路100的结构例的框图。触摸检测电路100具备电流–电流变换器（currentconveyor）2、西格玛德尔塔调制器（sdm：sigmadeltamodulator）4、离散傅里叶变换器（dft：discretefouriertransfer）5、任意波形生成器（dds：directdigitalsynthesizer）6、d/a变换器（dac：digitaltoanalogconvertor）7、系数生成器（coefficientgenerator）8以及定时器（timer）10，连接于传感器节点1和微控制器（mcu：microcontrollerunit）11。

实施方式2的触摸检测电路100在如下方面具有特征：与共同的定时器10同步地生成施加于传感器节点1的检测信号（sensingwave）和供给到离散傅里叶变换器（dft）5的傅里叶系数并进行供给。任意波形生成器（dds）6基于从定时器10供给的定时信号生成时间序列数据并供给到d/a变换器7，d/a变换器7变换为模拟的检测信号并施加于传感器节点1。另一方面，系数生成器8也同样地基于从定时器10供给的定时信号生成傅里叶系数并供给到离散傅里叶变换器5。

根据所施加的检测信号（sensingwave）而从传感器节点1得到的响应信号（sensorresponse）经由电流–电流变换器（currentconveyor）2被输入到西格玛德尔塔调制器（sdm）4，被变换为离散的数字的时间序列数据并被供给到离散傅里叶变换器（dft）5。在离散傅里叶变换器（dft）5中，进行分别依次被供给的时间序列数据和傅里叶系数的卷积运算，求取频域的成分的实数项dft_real和虚数项dft_img，并输出到微控制器（mcu）11。代之以利用实数项dft_real和虚数项dft_img各自的平方之和的平方根（rms：rootmeansquare）计算增益gain（频域的振幅）并输出到微控制器（mcu）11也可。

触摸检测电路100还可以具备窗函数生成器（windowgenerator）9。与系数生成器8同样地也从定时器10向窗函数生成器9供给定时信号，与该定时信号同步地将窗函数的系数供给到系数生成器8。系数生成器8对所供给的窗函数的系数相乘来计算傅里叶系数，并供给到离散傅里叶变换器（dft）5。由此，所输入的响应信号能够补偿有限长度所造成的频谱精度的降低。

在图2中假设设想互电容方式的触摸面板并且个别地具备检测信号的输出端子和响应信号的输入端子的情况进行了说明，但是，也能够以能够与自电容方式的触摸面板连接的方式进行变更。从d/a变换器7向电流–电流变换器（currentconveyor）2输入检测信号（sensingwave），从响应信号（sensorresponse）中将检测信号的成分抵消而除去，仅将反映剩余的传感器节点的电容值的信号成分输入到西格玛德尔塔调制器（sdm）4。再有，也可以具备电流–电压变换器（trans-impedanceamplifier）来代替电流–电流变换器（currentconveyor）2。由此，西格玛德尔塔调制器（sdm）4能够采用电压输入。也可以具备电压–电流变换器（trans-conductanceamplifier）或者电压–电压变换器（voltageconvertor）来代替电流–电流变换器（currentconveyor）2。由此，响应信号（sensorresponse）能够采用电压信号。

〔实施方式3〕系数存储器的共用

任意波形生成器（dds）6、系数生成器8、以及窗函数生成器9具备保持各个时间序列数据的存储器、以及根据从定时器10供给的定时信号进行计数工作的地址计数器，根据从地址计数器供给的地址从存储器中依次读出数据，由此，生成各个时间序列数据。

〔分别具备波形存储器和系数存储器的情况〕

图3是示出分别具备波形存储器（ddswaveram）和系数存储器（coef.ram）的情况的结构例的框图。

任意波形生成器（dds）6具备波形存储器（ddswaveram）61和dds控制部（ddsc）60，所述波形存储器（ddswaveram）61保持用于生成检测信号的时间序列数据，所述dds控制部（ddsc）60包含根据从定时器10供给的定时信号进行计数工作的地址计数器。按照从dds控制部（ddsc）60内的地址计数器供给的地址（addr）从波形存储器61中依次读出数据，由此，生成时间序列数据（data）。所生成的时间序列数据（dds_out）被d/a变换器7变换为模拟的检测信号并被施加于传感器节点1。

窗函数生成器9具备窗函数系数存储器（windowram）91和窗函数生成控制部（wndwgc）90，所述窗函数系数存储器（windowram）91保持窗函数的系数，所述窗函数生成控制部（wndwgc）90包含根据从定时器10供给的定时信号进行计数工作的地址计数器。按照从窗函数生成控制部90内的地址计数器供给的地址（addr）从窗函数系数存储器91依次读出窗函数的系数值并供给到系数生成器8。

系数生成器8具备系数存储器（coef.ram）81和系数生成控制部（coefgc）80，所述系数存储器（coef.ram）81保持傅里叶系数，所述系数生成控制部（coefgc）80包含根据从定时器10供给的定时信号进行计数工作的地址计数器。按照从系数生成控制部80内的地址计数器供给的地址（addr）从系数存储器81中依次读出傅里叶变换的系数值（实数部data_real和虚数部data_img），在系数生成控制部80内对从窗函数生成器9供给的窗函数的系数相乘并供给到离散傅里叶变换器（dft）5。

在系数存储器81中储存将傅里叶变换的系数值和窗函数的系数值预先相乘的值，也能够省略窗函数生成器9。由此，能够将电路规模抑制得更小。

虽然示出了以ram安装波形存储器（ddswaveram）61、系数存储器（coef.ram）81以及窗函数系数存储器（windowram）91的每一个的例子，但是，也可以是rom等的方式的存储器。此外，也可以以仅具备1个存储器并且以时分进行访问的方式安装。进一步，也可以代替存储器而利用运算电路来安装。这方面对于在其它的附图中引用的系数存储器82～84也是同样的。

〔将系数存储器与波形存储器共用的情况（1）〕

在图3所示的例子中分别具备波形存储器61和系数存储器81，但是，在系数存储器81中储存的数据是傅里叶系数，因此，是与相位（φ）对应的余弦（cosφ）和正弦（sinφ）的值。例如，与相位（φ）对应的余弦（cosφ）是cos(0)、cos(π/4)、cos(π/2)、cos(3π/4)、cos(π)、cos(5π/4)、cos(3π/2)、cos(7π/4)、cos(2π)，与相位（φ）对应的正弦（sinφ）是sin(0)、sin(π/4)、sin(π/2)、sin(3π/4)、sin(π)、sin(5π/4)、sin(3π/2)、sin(7π/4)、sin(2π)。因此，在将任意波形生成器（dds）6生成的检测信号设为相同频率的正弦波或者余弦波的情况下，能够将系数存储器与波形存储器共用。

图4是示出在任意波形生成器（dds）6和系数生成器8中共用系数存储器（coef.ram）81的第一（地址共同）结构例的框图。若共用系数存储器，则任意波形生成器（dds）6和系数生成器8这2个块融为一体，其边界变得不明显，因此，未图示块边界。

按照从dds控制部（ddsc）60内的地址计数器供给的地址（addr）从系数存储器81中依次读出傅里叶变换的系数值（实数部data_real和虚数部data_img），在系数生成控制部80内将从窗函数生成器9供给的窗函数的系数（window）相乘并供给到离散傅里叶变换器（dft）5。从系数存储器81中读出的傅里叶变换的系数值的虚数部data_img与正弦波的时间序列数据相同，因此，将其从dds控制部（ddsc）60供给到d/a变换器7，变换为模拟的检测信号。窗函数生成器9的结构和工作与图3是同样的，因此，省略说明。

这样，在任意波形生成器（dds）6和系数生成器8中共用系数存储器（coef.ram）81，由此，能够不需要波形存储器61，能够将电路规模抑制得小。

进一步，从dds控制部（ddsc）60向系数生成控制部80供给传达检测信号的相位信息的dds_phase信号，由此，能够进一步削减系数存储器81的存储容量。在系数存储器81中储存的值是与相位（φ）对应的正弦（sinφ）的情况下，在相位为0～π的期间和π～2π的期间系数值data_img的极性反转。利用dds_phase信号传达该相位信息，如果由系数生成控制部80对系数值data_img的极性进行操作，则能够使系数存储器81的存储容量减半。进一步，在相位为0～π/2的期间和π/2～π的期间、以及π～3π/2的期间和3π/2～2π的期间分别为夹着中央的相位值而对称的系数值。利用该性质能够将系数存储器81的存储容量减少到1/4。关于该例，在接下来的实施方式4中参照图7～图9详细地进行说明。

〔将系数存储器与波形存储器共用的情况（2）〕

图5是示出在任意波形生成器（dds）6和系数生成器8中共用系数存储器（coef.ram）82的第二（地址分离）结构例的框图。与图4所示的例子同样地，若共用系数存储器，则任意波形生成器（dds）6和系数生成器8这2个块融为一体，其边界变得不明显，因此，未图示块边界。

与图4所示的例子的不同点在于，按照从dds控制部（ddsc）60内的地址计数器供给的地址（addr）对图4的系数存储器81进行访问，与此相对地，按照从dds控制部（ddsc）60内的地址计数器供给的地址（addr_dds）和从系数生成控制部80内的地址计数器供给的地址（addr_coef）的每一个对图5的系数存储器82进行访问。在系数存储器82中储存的数据本身与图4的系数存储器81是同样的。将按照dds控制部（ddsc）60侧的地址（addr_dds）读出的数据data_dds_img供给到d/a变换器7并变换为模拟的检测信号。将按照系数生成控制部80侧的地址（addr_coef）读出的数据data_coef_img和data_coef_real在系数生成控制部80内乘以从窗函数生成器9供给的窗函数的系数（window）并供给到离散傅里叶变换器（dft）5。其它的结构和工作与图4是同样的，因此省略说明。

能够生成检测信号的时间序列数据data_dds_img和依次供给的傅里叶系数值data_coef_img和data_coef_real的相位和频率的一方或者双方彼此不同那样的波形。例如，假设使系数存储器82中储存的数据为cos(0)、cos(π/4)、cos(π/2)、cos(3π/4)、cos(π)、cos(5π/4)、cos(3π/2)、cos(7π/4)、cos(2π)，如果作为傅里叶系数值data_coef_img，从相位0的cos(0)依次读出，并且，作为检测信号的时间序列数据data_dds_img，从相位π/4的cos(π/4)依次读出，那么能够使相位移动π/4。此外，如果使dds控制部（ddsc）60内的地址计数器和系数生成控制部80内的地址计数器的工作速度不同，那么能够使频率不同。如果使系数生成控制部80侧的地址（addr_coef）即系数侧的相位为dds控制部（ddsc）60侧的地址（addr_dds）即检测信号的相位的整数倍，那么在离散傅里叶变换器（dft）5中能够计算出检测信号的基本频率的高次谐波成分。但是，不限于整数倍，系数侧的相位（地址addr_coef）和检测信号侧的相位（地址addr_dds）的关系能够任意地给出。

系数存储器82如图5所示那样能够利用具有2个地址端口的2端口存储器进行安装，但是，也可以以安装单端口存储器并且以时分进行利用2个地址的访问的方式构成。

〔将系数存储器与波形存储器共用的情况（3）〕

图6是示出在任意波形生成器（dds）6和系数生成器8中共用系数存储器（coef.ram）82的第三（地址分离、与高次谐波对应）结构例的框图。与图4、图5所示的例子同样地，若共用系数存储器，则任意波形生成器（dds）6和系数生成器8这2个块融为一体，其边界变得不明显，因此，未图示块边界。

与图5所示的例子的不同点在于，还具备乘法器20，作为系数侧的相位（地址addr_coef），将检测信号侧的相位（地址addr_dds）的整数m倍的值输入到系数存储器82。从系数生成控制部80供给整数m。在系数存储器82中储存的数据本身与图5的系数存储器81是同样的。将按照dds控制部（ddsc）60侧的地址（addr_dds）读出的数据data_dds_img供给到d/a变换器7并变换为模拟的检测信号。在系数生成侧，对按照被整数m倍后的地址addr_coef_xm读出的数据data_dds_xm_img和data_dds_xm_real在系数生成控制部80内乘以从窗函数生成器9供给的窗函数的系数并供给到离散傅里叶变换器（dft）5。其它的结构和工作与图5是同样的，因此省略说明。

由此，能够以小的电路规模在离散傅里叶变换器（dft）5中计算出检测信号的基本频率的高次谐波成分。

〔实施方式4〕在系数存储器中储存1/4波长的量的数据

如上述那样，关于在系数存储器中储存的数据，如果考虑其对称性，那么能够抑制为1周期的1/4。因此，系数存储器的存储容量也能够抑制为储存1周期整体的情况的1/4。

〔1/4cosineram〕

图7是示出系数存储器（coef.ram）83储存1/4波长的余弦波数据的系数生成器8的结构例的框图。即，系数存储器83为“1/4cosineram”，储存有余弦（cosφ）中的相位范围0≤φ0＜π/2的数据。

系数生成器8在被输入p位的地址值即系数地址coef_addr[p-1:0]时，对系数存储器（coef.ram）83进行访问而读出数据，分别输出q位的系数数据的实数部coef_data_real[q-1:0]和虚数部coef_data_img[q-1:0]（p和q是自然数）。

系数生成器8具备系数存储器83、p–2位反相器21、2个选择器23和24、反相器30、xor（异或）门31以及缓冲器32。

系数地址coef_addr[p-1:0]是p位的地址值，coef_addr[p-1]是最高位的位，coef_addr[p-2]是最高位的下一位。系数地址coef_addr[p-1:0]整体上对应于0≤φ＜2π的相位范围。在相位范围0≤φ0＜π/2时，coef_addr[p-1:p-2]=0x00，在π/2≤φ1＜π时，coef_addr[p-1:p-2]=0x01，在π≤φ2＜3π/2时，coef_addr[p-1:p-2]=0x10，在3π/2≤φ3＜2π时，coef_addr[p-1:p-2]=0x11。此处，“[x:y]”的标记的意思是从第y位到第x位的x–y+1位的二进制数的变量，在开头赋予了“0x”的二进制数标记其位数的二进制数的值。

p–2位反相器21将系数地址的除了高位2位以外的p–2位（coef_addr[p-3:0]）全部反转，输出coef_addr_b[p-3:0]。反相器30将系数地址的第二高位的位coef_addr[p-2]反转，输出coef_addr_b[p-2]。xor门31取系数地址的高位2位coef_addr[p-1]和coef_addr[p-2]的异或，作为系数数据的实数部的最高位的位coef_data_real[q-1]输出。缓冲器32将系数地址的最高位的位coef_addr[p-1]原样地作为系数数据的虚数部的最高位的位coef_data_img[q-1]输出。

在相位范围0≤φ0＜π/2时，实数部为cosφ0=cos(φ0)，因此，选择器23选择coef_addr[p-2]=0x0侧，将未进行位反转的地址coef_addr[p-3:0]作为实数部用的地址coef_ram_addr_real[p-3:0]输出，在读出的数据coef_data_real[q-2:0]附加最高位的位coef_data_real[q-1]=0x0而保持正的值，输出系数值coef_data_real[q-1:0]。虚数部为sinφ0=cos(–φ0)，因此，选择器24选择coef_addr_b[p-2]=0x1侧，将进行了位反转的地址coef_addr_b[p-3:0]作为虚数部用的地址coef_ram_addr_img[p-3:0]输出，在读出的数据coef_data_img[q-2:0]附加最高位的位coef_data_img[q-1]=0x1而保持正的值，输出系数值coef_data_img[q-1:0]。

在相位范围π/2≤φ1＜π时，实数部为cosφ1=–cos(–φ0)，因此，选择器23选择coef_addr[p-2]=0x1侧，将进行了位反转的地址coef_addr_b[p-3:0]作为实数部用的地址coef_ram_addr_real[p-3:0]输出，在读出的数据coef_data_real[q-2:0]附加最高位的位coef_data_real[q-1]=0x1而变换为负的值，输出系数值coef_data_real[q-1:0]。虚数部为sinφ1=cos(φ0)，因此，选择器24选择coef_addr_b[p-2]=0x0侧，将未进行位反转的地址coef_addr[p-3:0]作为虚数部用的地址coef_ram_addr_img[p-3:0]输出，在读出的数据coef_data_img[q-2:0]附加最高位的位coef_data_img[q-1]=0x0而保持正的值，输出系数值coef_data_img[q-1:0]。

在相位范围π≤φ2＜3π/2时，实数部为cosφ2=–cos(φ0)，因此，选择器23选择coef_addr[p-2]=0x0侧，将未进行位反转的地址coef_addr[p-3:0]作为实数部用的地址coef_ram_addr_real[p-3:0]输出，在读出的数据coef_data_real[q-2:0]附加最高位的位coef_data_real[q-1]=0x1而变换为负的值，输出系数值coef_data_real[q-1:0]。虚数部为sinφ2=–cos(–φ0)，因此，选择器24选择coef_addr_b[p-2]=0x1侧，将进行了位反转的地址coef_addr_b[p-3:0]作为虚数部用的地址coef_ram_addr_img[p-3:0]输出，在读出的数据coef_data_img[q-2:0]附加最高位的位coef_data_img[q-1]=0x1而变换为负的值，输出系数值coef_data_img[q-1:0]。

在相位范围3π/2≤φ3＜2π时，实数部为cosφ3=cos(–φ0)，因此，选择器23选择coef_addr[p-2]=0x1侧，将进行了位反转的地址coef_addr_b[p-3:0]作为实数部用的地址coef_ram_addr_real[p-3:0]输出，在读出的数据coef_data_real[q-2:0]附加最高位的位coef_data_real[q-1]=0x0而保持正的值，输出系数值coef_data_real[q-1:0]。虚数部为sinφ3=–cos(φ0)，因此，选择器24选择coef_addr_b[p-2]=0x0侧，将未进行位反转的地址coef_addr[p-3:0]作为虚数部用的地址coef_ram_addr_img[p-3:0]输出，在读出的数据coef_data_img[q-2:0]附加最高位的位coef_data_img[q-1]=0x1而变换为负的值，输出系数值coef_data_img[q-1:0]。

如以上说明的那样，考虑傅里叶系数数据的对称性，由此，能够将系数存储器的存储容量抑制为储存1周期整体的情况的1/4。

〔1/4sineram〕

系数存储器也可以变更为代替余弦波数据而储存正弦波数据的存储器。

图8是示出系数存储器（coef.ram）84储存1/4波长的正弦波数据的系数生成器８的结构例的框图。即，系数存储器84为“1/4sineram”，储存有正弦（sinφ）中的相位范围0≤φ0＜π/2的数据。

系数生成器8在被输入p位的地址值即系数地址coef_addr[p-1:0]时访问系数存储器（coef.ram）84而读出数据，分别输出q位的系数数据的实数部coef_data_real[q-1:0]和虚数部coef_data_img[q-1:0]。

系数生成器8具备系数存储器84、p–2位反相器21、2个选择器23和24、反相器30、xor门31、以及缓冲器32。

p–2位反相器21将系数地址的除了高位2位以外的p–2位（coef_addr[p-3:0]）全部反转，输出coef_addr_b[p-3:0]。反相器30使系数地址的第2高位的位coef_addr[p-2]反转，输出coef_addr_b[p-2]。xor门31取系数地址的高位2位coef_addr[p-1]和coef_addr[p-2]的异或，作为系数数据的实数部的最高位的位coef_data_real[q-1]输出。缓冲器32将系数地址的最高位的位coef_addr[p-1]原样地作为系数数据的虚数部的最高位的位coef_data_img[q-1]输出。

在相位范围0≤φ0＜π/2时，实数部为cosφ0=sin(–φ0)，因此，选择器23选择coef_addr_b[p-2]=0x1侧，将进行了位反转的地址coef_addr_b[p-3:0]作为实数部用的地址coef_ram_addr_real[p-3:0]输出，在读出的数据coef_data_real[q-2:0]附加最高位的位coef_data_real[q-1]=0x0而保持正的值，输出系数值coef_data_real[q-1:0]。虚数部为sinφ0=sin(φ0)，因此，选择器24选择coef_addr[p-2]=0x0侧，将未进行位反转的地址coef_addr[p-3:0]作为虚数部用的地址coef_ram_addr_img[p-3:0]输出，在读出的数据coef_data_img[q-2:0]附加最高位的位coef_data_img[q-1]=0x0而保持正的值，输出系数值coef_data_img[q-1:0]。

在相位范围π/2≤φ1＜π时，实数部为cosφ1=–sin(φ0)，因此，选择器23选择coef_addr_b[p-2]=0x0侧，将未进行位反转的地址coef_addr[p-3:0]作为实数部用的地址coef_ram_addr_real[p-3:0]输出，在读出的数据coef_data_real[q-2:0]附加最高位的位coef_data_real[q-1]=0x1而变换为负的值，输出系数值coef_data_real[q-1:0]。虚数部为sinφ1=sin(–φ0)，因此，选择器24选择coef_addr[p-2]=0x1侧，将进行了位反转的地址coef_addr_b[p-3:0]作为虚数部用的地址coef_ram_addr_img[p-3:0]输出，在读出的数据coef_data_img[q-2:0]附加最高位的位coef_data_img[q-1]=0x0而保持正的值，输出系数值coef_data_img[q-1:0]。

在相位范围π≤φ2＜3π/2时，实数部为cosφ2=–sin(–φ0)，因此，选择器23选择coef_addr_b[p-2]=0x1侧，将进行了位反转的地址coef_addr_b[p-3:0]作为实数部用的地址coef_ram_addr_real[p-3:0]输出，在读出的数据coef_data_real[q-2:0]附加最高位的位coef_data_real[q-1]=0x1而变换为负的值，输出系数值coef_data_real[q-1:0]。虚数部为sinφ2=–sin(φ0)，因此，选择器24选择coef_addr[p-2]=0x0侧，将未进行位反转的地址coef_addr[p-3:0]作为虚数部用的地址coef_ram_addr_img[p-3:0]输出，在读出的数据coef_data_img[q-2:0]附加最高位的位coef_data_img[q-1]=0x1而变换为负的值，输出系数值coef_data_img[q-1:0]。

在相位范围3π/2≤φ3＜2π时，实数部为cosφ3=sin(φ0)，因此，选择器23选择coef_addr_b[p-2]=0x0侧，将未进行位反转的地址coef_addr[p-3:0]作为实数部用的地址coef_ram_addr_real[p-3:0]输出，在读出的数据coef_data_real[q-2:0]附加最高位的位coef_data_real[q-1]=0x0而保持正的值，输出系数值coef_data_real[q-1:0]。虚数部为sinφ3=–sin(–φ0)，因此，选择器24选择coef_addr[p-2]=0x1侧，将进行了位反转的地址coef_addr_b[p-3:0]作为虚数部用的地址coef_ram_addr_img[p-3:0]输出，在读出的数据coef_data_img[q-2:0]附加最高位的位coef_data_img[q-1]=0x1而变换为负的值，输出系数值coef_data_img[q-1:0]。

如以上说明的那样，考虑傅里叶系数数据的对称性，由此，即使作为系数存储器而使用储存1/4波长的正弦波数据的1/4sineram，也能够将其存储容量抑制为储存1周期整体的情况的1/4。

〔将1/4sineram与dds用波形ram共用〕

在实施方式3中所说明的将系数存储器与波形存储器共用的情况下，共用的系数存储器的存储容量也能够抑制为储存1周期整体的情况的1/4。将对引用图5所说明的能够任意地给出系数侧的地址addr_coef和检测信号侧的地址addr_dds的关系的结构组合引用图8所说明的那样的系数存储器（coef.ram）84储存1/4波长的正弦波数据的结构的方式作为一例进行说明。其它的组合也是同样的。

图9是示出系数存储器（coef.ram）储存1/4波长的正弦波数据并将任意波形生成器和系数生成器的地址分离的结构例的框图。在图8所示的系数生成器8的结构中追加p–2位反相器22、选择器25以及缓冲器34。与图8所示的系数生成器8的结构相同的部分的工作也相同，因此省略说明。

在输入所追加的检测信号侧的p位的地址dds_addr[p-1:0]时，访问系数存储器（coef.ram）84而读出数据，输出q位的检测信号侧的数据dds_data_img[q-1:0]。此时，假设检测信号侧的数据dds_data_img[q-1:0]为正弦波来进行说明。

p–2位反相器22将检测信号侧的地址的除了高位2位以外的p–2位（dds_addr[p-3:0]）全部反转，输出dds_addr_b[p-3:0]。反相器33将检测信号侧的地址的第2高位的位dds_addr[p-2]反转，输出dds_addr_b[p-2]。缓冲器34将检测信号侧的地址的最高位的位dds_addr[p-1]原样地作为检测信号侧的数据的最高位的位dds_data_img[q-1]输出。

在相位范围0≤φ0＜π/2时，由于为sinφ0=sin(φ0)，因此，选择器25选择dds_addr[p-2]=0x0侧，将未进行位反转的地址dds_addr[p-3:0]作为地址dds_ram_addr_img[p-3:0]输出，在读出的数据dds_data_img[q-2:0]附加最高位的位dds_data_img[q-1]=0x0而保持正的值，输出检测信号侧的数据dds_data_img[q-1:0]。

在相位范围π/2≤φ1＜π时，由于为sinφ1=sin(–φ0)，因此选择器25选择dds_addr[p-2]=0x1侧，将进行了位反转的地址dds_addr_b[p-3:0]作为地址dds_ram_addr_img[p-3:0]输出，在读出的数据dds_data_img[q-2:0]附加最高位的位dds_data_img[q-1]=0x0而保持正的值，输出检测信号侧的数据dds_data_img[q-1:0]。

在相位范围π≤φ2＜3π/2时，由于为sinφ2=–sin(φ0)，因此选择器25选择dds_addr[p-2]=0x0侧，将未进行位反转的地址dds_addr[p-3:0]作为地址dds_ram_addr_img[p-3:0]输出，在读出的数据dds_data_img[q-2:0]附加最高位的位dds_data_img[q-1]=0x1而变换为负的值，输出检测信号侧的数据dds_data_img[q-1:0]。

在相位范围3π/2≤φ3＜2π时，由于为sinφ3=–sin(–φ0)，因此选择器25选择dds_addr[p-2]=0x1侧，将进行了位反转的地址dds_addr_b[p-3:0]作为地址dds_ram_addr_img[p-3:0]输出，在读出的数据dds_data_img[q-2:0]附加最高位的位dds_data_img[q-1]=0x1而变换为负的值，输出检测信号侧的数据dds_data_img[q-1:0]。

如以上那样，在将系数存储器与波形存储器共用的情况下，共用的系数存储器的存储容量也能够抑制为储存1周期整体的情况的1/4。

〔实施方式4〕1–位sdm

通过使西格玛德尔塔调制器（sdm）4为1位结构，从而能够抑制离散傅里叶变换器（dft）5的电路规模。

图10是示出实施方式4的离散傅里叶变换器（dft）5的结构例的框图。从1位的西格玛德尔塔调制器（sdm）4向离散傅里叶变换器（dft）5输入与响应信号对应的1位信号和由从系数生成器8供给的实数部coef_data_real[q-1:0]和虚数部coef_data_img[q-1:0]构成的离散傅里叶变换的基底函数列，输出作为变换结果的实数部dft_real和虚数部dft_img。离散傅里叶变换器（dft）5分别对实数部和虚数部具备正负反转电路26和27、选择器28和29、以及累加器40和41。

从西格玛德尔塔调制器（sdm）4输入的与响应信号对应的1位信号是具有+1或–1的意思的时间序列信号列。在1位信号为1的情况下不使基底函数列的符号反转而保持原样，在1位信号为0的情况下使符号反转，在累加器40和41中进行求积，在规定次数的求积后，作为变换结果即实数部dft_real和虚数部dft_img输出。

图11是示出实施方式4的离散傅里叶变换器（dft）5的另一结构例的框图。离散傅里叶变换器（dft）5分别对实数部和虚数部还具备xnor（异或非）门35和36。从引用图7～图9说明的实施方式3的系数生成部8将正交函数列分为其符号和符号以外的部分输出。即，从将存储容量抑制为1/4周期的系数存储器83和84输出作为coef_data_real[q-2:0]的除了余弦（cosine）函数列的符号以外的位、作为coef_data_img[q-2:0]的除了正弦（sine）函数列的符号以外的位、以及各自的符号位coef_data_real[q-1]和coef_data_img[q-1]。在各图中以将所有位对齐来输出的方式进行图示，但是，输出的电路不同是明确的。

图11所示的离散傅里叶变换器（dft）5与这样的系数生成器8的匹配是良好的。由xnor门35和36求取从西格玛德尔塔调制器（sdm）4输入的与响应信号对应的1位信号和从系数生成器8输入的正交函数列的符号位coef_data_real[q-1]和coef_data_img[q-1]的各自的xnor。其结果表示响应信号与正交函数列之积的实数部和虚数部各自的极性。由于是xnor，所以在正的情况下为0，在负的情况下为1。在其结果为1（响应信号与正交函数列之积为负）的情况下，将正交函数列coef_data_real[q-1:0]和coef_data_img[q-1:0]的极性反转，在其结果为0（响应信号与正交函数列之积为正）的情况下不反转，分别在累加器40和41中进行求积。在规定次数的求积后，作为变换结果即实数部dft_real和虚数部dft_img输出。

数标记法以及与其对应的电路结构是任意的。例如，从图7～图9的系数生成器8输入的正交函数列是带符号的绝对值表现，因此，使图11的26和27分别为所有位反转电路，在响应信号与正交函数列之积为负的情况下，将除了正交函数列的符号位以外的其它的所有位（coef_data_real[q-2:0]和coef_data_img[q-2:0]）反转，附加符号位并分别输入到累加器40和41。由此，累加器40和41分别进行以1的补数表现的加法。

再有，代替xnor而具备xor门并变更选择器28和29的连接也可。

此外，不限于本实施方式，关于所有的实施方式，计算出离散傅里叶变换器（dft）5的变换结果即实数部dft_real和虚数部dft_img的平方平均的平方根（rms：rootmeansquare）并作为变换结果的振幅成分来输出也可。此时，省略平方根而将平方平均作为振幅成分的平方来输出也可。以输出振幅成分或者与其对应的振幅成分的平方的方式构成，由此，能够原样地或者仅通过轻微的变更来挪用与不进行傅里叶变换等对在时域的传感器节点的变化进行计测的现有方式的触摸检测电路连接的触摸坐标计算电路或者触摸坐标计算程序。

以上基于实施方式来具体地说明了由本发明人完成的发明，但是，本发明不限于此，当然能够在不脱离其主旨的范围内进行各种变更。

例如，在框图中示出的块分割仅是一例，能够适当地任意进行变更为与其它块的功能一体融合地实现1个块的一部分或全部功能的另一个块来实现等的变更。此外，也能够通过例如利用后级的微控制器11的软件处理实现功能的一部分。

附图标记的说明

1传感器节点（sensorelectrode）

2电流–电流变换器（currentconveyor）

3a/d变换器（adc：analogtodigitalconvertor）

4西格玛德尔塔调制器（sdm：sigmadeltamodulator）

5离散傅里叶变换器（dft：discretefouriertransfer）

6任意波形生成器（dds：directdigitalsynthesizer）

7d/a变换器（dac：digitaltoanalogconvertor）

8系数生成器（coefficientgenerator）

9窗函数生成器（windowgenerator）

10定时器（timer）

11微控制器（mcu：microcontrollerunit）

14、15符号反转选择电路

16、17累加器（accumulator）

18增益计算器（rms：rootmeansquare）

19相位计算器（tan^–1：arctangent）

20乘法器

21、22位反转器（p–2bitinverter）

23、24、25、28、29选择器

26、27正负反转电路

30～36逻辑门

40、41累加器

60dds控制部（ddsc）

61波形存储器（ddswaveram）

80系数生成控制部（coefgc）

81～86系数存储器（coef.ram）

90窗函数生成控制部（wndwgc）

91窗函数系数存储器（windowram）

100触摸检测电路（ts：touchsensor）

101检测信号驱动电路（sd：sensingwavedriver）

102接口（i/f）

201、202触摸控制器ic

301互电容方式触摸面板

302自电容方式触摸面板

cx传感器电容。