专利名称：半导体泄漏电流检测器、测定方法及其半导体集成电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种用于以单片(on chip)来高速执行闪速存储器等的位线泄漏(leak)电流的检测或参考(基准)电压的微调(trimming)的半导体泄漏电流检测器、泄漏电流测定方法、带电压微调功能的半导体泄漏电流检测器、参考电压微调方法及其半导体集成电路。
背景技术：
近年来，闪速存储器或EEPROM等非易失性存储器构成为使用微细化存储器单元的大容量存储器阵列。另外，伴随着微细化，非易失性存储器必需搭载向程序或读出动作提供正确内部电压的参考电源。
作为近年来非易失性存储器直面的课题之一，有位线的泄漏电流伴随着存储器阵列的大容量化而增大的问题。这是因为随着微细化过程，每个存储器单元的泄漏电流(位线泄漏电流)增加，或每条位线的存储器单元数量增加。若位线泄漏电流增加，则影响存储器单元的读出动作，损害存储器单元的阈值控制精度，使数据保持特性等可靠性恶化。利用程序脉冲的偏置(bias)与阈值的判定、即单元电流的判定动作(称为证实)的重复，控制非易失性存储器单元的阈值控制过程(称为程序)。在证实动作中，位线泄漏电流使单元电流被误判定与泄漏电流相应的量，诱发过写入或写入不足等，阻碍存储器单元的正常阈值控制。
为了实现存储器的高可靠性，必需将在器件测试中存在泄漏的位线作为冗余置换对象或不良器件来去除。以前，就这些位线泄漏电流而言，利用读出动作中使用的读出放大器来判定数μA级别的位线泄漏电流。
专利文献1中记载了利用读出放大器来判定位线泄漏电流。另外，专利文献2中记载了泄漏电流的直接测定法，专利文献3中记载了单元的阈值测定，专利文献4中记载了单片的电流测定。
专利文献1日本特开平6-251593专利文献2美国专利US6201747B1专利文献3美国专利US6370061B1专利文献4美国申请US2005/0229050A1但是，为了减少单元的微细化引起的泄漏电流、改写次数的提高要求或阈值的多值化等，必需提高阈值控制的精度，要求更微小的μA级别以下的判定。以前，直接引出到外部焊盘(pad)，利用测试装置的电流测定选择来测定这种微小电流测定的测定。测试装置的电流测定性能为每次电流测定从数ms至数十ms，速度较低。因此，为了测定构成存储器阵列的数千条位线，必需数10秒左右的测试时间，对测试成本赋予大的影响。
另外，就测试装置而言，为了提高生产量或降低测试成本，多使用利用并列测试来缩短实质的测试时间的方法。但是，在这些并列测定中，测试装置中必需对每个器件独立的测试资源，要求昂贵的测试装置。
并且，就测试成本而言，必需的参考电源必需将每个器件调整为规定值的过程(微调)，助长了测试成本的增加。
如上所述，在通过细微过程构成的非易失性存储器中，为了高可靠性，必需测定位线泄漏电流、微调参考电源，存在这些测试使测试时间或测试装置的成本、生产量等测试成本增大的课题。
发明内容
本发明的目的在于提供一种为了削减测试时间而超高速地以单片执行位线泄漏电流的检测或参考电压的微调的半导体泄漏电流检测器、半导体集成电路、泄漏电流测定方法和参考电压微调方法。
为了解决上述课题，本发明的半导体泄漏电流检测器比较参考电流与被测定电流的大小关系，其中具备第1模拟开关，使被测定电流导通或不导通；第2模拟开关，使参考电流导通或不导通；积分电容元件，连接于所述第1模拟开关和第2模拟开关，由所述被测定电流或所述参考电流充电；放电部件，使所述积分电容元件进行放电；和比较部件，将放电后由参考电流产生在所述积分电容元件中的积分电压、以及放电后由被测定电流产生在所述积分电容元件中的积分电压，分别与参考电压进行比较。
根据该构成，在基于参考电流的积分电压与参考电压的比较、以及基于被测定电流的积分电压与参考电压的比较这两种比较中，由于积分电容元件和比较部件是共同的，所以可消除每个半导体泄漏电流检测器的积分电容的偏差、比较器的偏移(offset)，另外，可利用积分动作去除噪声，高精度地判定被测定电流。另外，通过配备在半导体装置内，可比以前超高速地判定被测定电流。
这里，也可以所述比较部件进行将放电后由参考电流产生在所述积分电容元件中的积分电压与所述参考电压进行比较的第1比较动作、以及将放电后由被测定电流产生在所述积分电容元件中的积分电压与所述参考电压进行比较的第2比较动作，所述半导体泄漏电流检测器根据第1比较动作中比较部件的输出、以及第2比较动作中的比较部件的输出，判定所述大小关系。
根据该构成，在第1比较动作与第2比较动作之间，可消除每个半导体泄漏电流检测器的积分电容元件的偏差，消除比较部件内在的偏移电压，另外，可利用对积分电容元件的积分动作，去除重叠于参考电流和被测定电流上的噪声，所以可高精度地判定被测定电流。
这里，也可以通过所述第2比较动作中从放电经过规定时间时比较部件的输出未反转或反转，来判定所述大小关系，所述规定时间相当于第1比较动作中至所述比较部件判定为止的时间。
根据该构成，可消除积分电容的偏差、积分时间的偏差、比较器的偏移，另外，可利用积分动作去除噪声，高速且高精度地判定位线泄漏电流(被测定电流)。
这里，也可以所述比较部件是周期性地采样比较的比较器，所述规定时间是第1比较动作中从放电至所述比较器的输出即将反转之前的采样为止的时间，若所述第2比较动作中从放电经过所述规定时间时所述比较器输出反转，则所述半导体泄漏电流检测器判定为被测定电流比参考电流大。
根据该构成，可高精度地判定高于参考电流的位线泄漏电流。
这里，也可以所述比较部件是周期性地采样比较的比较器，所述规定时间是第1比较动作中从放电至所述比较器的输出刚反转之后的采样为止的时间，若所述第2比较动作中从放电经过所述规定时间时所述比较器输出未反转，则所述半导体泄漏电流检测器判定为被测定电流比参考电流小。
根据该构成，可高精度地判定低于参考电流的位线泄漏电流。另外，位线泄漏电流在使单元电流减少的情况下是有效的。
这里，也可以所述规定时间相当于第1比较动作中从放电至所述比较器的输出反转为止的时间的n倍，若所述第2比较动作中从放电经过所述规定时间时所述比较器输出反转，则所述半导体泄漏电流检测器判定为被测定电流比参考电流的1/n倍大。
根据该构成，由此，可使可测定的泄漏电流进一步小至1/n倍。
这里，也可以半导体泄漏电流检测器在参考电流侧与第2模拟开关之间还具备相当于被测定电流侧的电容的补偿电容部。
根据该构成，可以更小的积分电容来高精度地判定位线泄漏电流。
这里，也可以所述补偿电容部包含利用制造时是否连接在布线层上来确定电容值的金属选择部、以及利用外部控制信号的选择来确定电容值的控制选择部之中的至少一个。
根据该构成，在以单一的设计得到对应于多种电路构成的扩展性的同时，可执行基于被测定电路的动作模式差异的、测定路径所对应的补偿电容的微调整，可提高判定精度。
这里，也可以在所述第1比较动作中，将第1和第2模拟开关变为导通状态，利用参考电流同时充电被测定电流侧的漂移电容与所述积分电容元件。
根据该构成，在基于参考电流源的积分动作中，将第1和第2模拟开关变为导通状态，利用参考电流同时充电被测定电流源侧的电容与积分电容，在源于漂移电容的测定电路的信号路径与泄漏电流无关的情况下，无需补偿电容就可得到高的判定精度。另外，当测定多条位线的泄漏电流时，可将任一位线作为参考来测定。
这里，也可以所述积分电容元件是蓄积型的MOS电容。
根据该构成，在积分电压为MOS构造的阈值以下的情况下，可大幅度削减电容的面积。
这里，也可以所述积分电容元件是蓄积型的P沟道型MOS电容。
根据该构成，在积分电压为MOS构造的阈值以下的情况下，可将电容面积进一步缩小得比Nch蓄积MOS电容还小。
这里，半导体泄漏电流检测器还具备连接于所述比较部件的参考电压的输入线与地线之间的、阻尼电容元件和阻尼电阻元件中的至少一方。
根据该构成，可利用阻尼电容或阻尼电阻，降低比较器动作时产生的参考电压输入侧产生的噪声，可缩短比较器不能动作的“死区(无感)”时间。
这里，也可以半导体泄漏电流检测器还具备输出所述参考电流的电流反射镜电路，将所述电流反射镜电路的输出连接于所述第1模拟开关，将所述电流反射镜电路的输入连接于外部焊盘。
根据该构成，可从测试装置侧提供任意的参考电流，并且电气地分离测试装置侧的电容，所以可使用小的积分电容，可高速且高精度地判定。
这里，也可以半导体泄漏电流检测器还具备输出所述参考电流的电流反射镜电路，将所述电流反射镜电路的输出连接于所述第1模拟开关，将所述电流反射镜电路的输入连接于电流源。
根据该构成，不仅在测试流中、还可在系统中安装并执行泄漏电流(被测定电流)的测定，可构筑更可靠的系统。
这里，也可以所述电流反射镜电路具备电源电压降压部件、电流反射镜连接晶体管部、第3模拟开关与第4模拟开关，经所述电源电压降压部件将电源电压提供给所述电流反射镜连接晶体管部，将所述电流反射镜连接晶体管部的输出连接于所述第1模拟开关，将所述电流反射镜连接晶体管部的输入经所述第3模拟开关连接于所述外部焊盘，并经所述第4模拟开关连接于电源，上述第3、第4模拟开关通过关闭控制信号被排他地导通。
根据该构成，可在泄漏检测器为非激活状态时实现低功耗，同时，可将寄生电容削减为仅为输出的漏极电容。
这里，电流反射镜连接晶体管部由1级被连接成电流反射镜的晶体管对构成。
根据该构成，在限定积分电压范围的条件下，可以非常单纯的构成来得到充分实用的电流特性。
这里，也可以所述半导体泄漏电流检测器还具备计测距放电的经过时间的计时器；用于存储所述规定时间的存储器；和控制所述第1和第2比较动作的控制部件，当第1比较动作中所述比较部件的输出反转时，所述控制部件将由计时器计测的经过时间作为所述规定时间，存储在存储器中，在所述第2比较动作中，由计时器计测的经过时间到达存储在所述存储器中的规定时间时，根据所述比较部件的输出，判定参考电流与被测定电流的大小关系。
根据该构成，可由单片来驱动半导体泄漏电流检测器，可执行自测。
这里，也可以所述半导体泄漏电流检测器还具备发生所述参考电压的参考电压源。
根据该构成，通过还内置参考电压源，可进一步与外部独立地由单片来驱动半导体泄漏电流检测器，执行自测。
这里，也可以所述半导体泄漏电流检测器还具备保持微调数据的参考寄存器；发生对应于所述微调数据的恒定电压的参考电压源；第1电压分压电路，对来自所述参考电压源的恒定电压进行分压，将分压后的恒定电压作为所述参考电压，输出到比较部件；和模拟复用器，有选择地将所述积分电容元件和外部焊盘的一方连接到比较部件的积分电压输入上；所述控制部件控制所述比较部件以比较经模拟复用器从外部焊盘输入的信号与所述参考电压，根据该比较结果，更新所述参考寄存器的微调数据。
根据该构成，可附加所述参考电压源的微调功能，稍追加些硬件就可实现参考电源的自微调功能。
这里，也可以所述半导体泄漏电流检测器还具备第2电压分压电路，该第2电压分压电路插入于所述外部焊盘与模拟复用器之间，布局构成与第1电压分压电路相同。
根据该构成，在积分电压比目标电压小、使用电压分压电路的情况下，可使微调精度与电压分压电路的绝对分压精度无关，可使用较小面积的分压电路。
这里，也可以所述模拟复用器由插入所述外部焊盘与所述比较部件的积分电压输入之间的模拟开关构成。
根据该构成，附加参考电压源的微调功能，并以较少的电路追加来实现参考电源的自微调功能。
这里，也可以所述半导体泄漏电流检测器还具备更换比较部件的2个输入的反转模拟复用器，所述控制部件在所述反转模拟复用器的更换前与更换后，控制所述比较部件以比较经模拟复用器从外部焊盘输入的信号与所述参考电压，根据该比较结果，更新所述参考寄存器的微调数据。
根据该构成，附加使比较器输入反转的反转模拟复用器，可完全去除比较器的偏移，可使用偏移大、便宜的小面积比较器。
这里，也可以所述被测定电流是存储器单元晶体管的源极侧电流。
根据该构成，即便是源极侧读出方式的存储器单元也可高速且高精度地判定位线泄漏电流。
另外，本发明的半导体集成电路具备上述半导体泄漏电流检测器。
根据该构成，可消除积分电容的偏差、积分时间的偏差、比较器的偏移，另外，可利用积分动作，去除噪声，可高速且高精度地判定位线泄漏电流(被测定电流)。
这里，也可以所述半导体集成电路还具备外部模拟输入输出焊盘；发生所述参考电压的参考电压源；和将半导体集成电路的内部信号线排他地连接于所述外部模拟输入输出焊盘的模拟复用器，所述内部信号线包含来自所述参考电压源的参考电压线、被测定电流的被测定电流线、所述半导体泄漏电流检测器的所述参考电流线、其它信号线中的至少一个。
根据该构成，可有效适用单一的模拟测试焊盘，提供小面积且具备高功能测试器能力的半导体集成电路。
这里，也可以所述半导体集成电路还具备计测距放电的经过时间的计时器；用于存储所述规定时间的存储器；和控制所述第1和第2比较动作的控制部件，当第1比较动作中所述比较部件的输出反转时，所述控制部件将由计时器计测的经过时间作为所述规定时间，存储在存储器中，在所述第2比较动作中，由计时器计测的经过时间到达存储在所述存储器中的规定时间时，根据所述比较部件的输出，判定参考电流与被测定电流的大小关系。
根据该构成，可在限定了积分电压范围的条件下，以非常单纯的构成来得到充分实用的电流特性。
这里，也可以所述控制部件和存储器由CPU、存储所述CPU的程序代码和数据的存储器、以及时钟发生电路构成。
根据该构成，在半导体泄漏电流检测器的动作中，通过软件控制反馈循环，可使动作算法的变更变容易，且功能变更无需设计变更。另外，CPU、时钟、计时器等可将存储器单元与通常的改写算法的执行软件兼用，可以低面积来实现高功能的检测器。
这里，也可以在所述半导体集成电路中具备发生对应于电压数据的恒定电压的参考电压源；分压电路，对来自所述参考电压源的恒定电压进行分压，将分压后的恒定电压作为所述参考电压，输出到比较部件；振荡动作时钟信号的振荡器；和保持微调用的设定数据的保持部件，所述保持部件具备保持用于设定所述参考电压源的电压的电压数据的第1寄存器、保持用于设定所述分压电路的分压比的数据的第2寄存器、保持用于设定所述积分电容元件的电容值的数据的第3寄存器、保持用于设定所述计时器的级数的数据的第4寄存器、以及保持用于设定所述振荡器的振荡频率的数据的第5寄存器的至少一个，所述控制部件对应于被测定电流地更新保持部件的设定数据。
根据该构成，可利用软件变更来容易地对应于宽范围的测定电流范围的变更。
这里，也可以所述半导体集成电路还具备保持微调数据的参考电压寄存器；发生对应于所述微调数据的恒定电压的参考电压源；第1分压电路，对来自所述参考电压源的恒定电压进行分压，将分压后的恒定电压作为所述参考电压，输出到比较部件；和模拟复用器，有选择地将所述积分电容元件和外部焊盘的一方连接到比较部件的积分电压输入上，所述控制部件控制所述比较部件以比较经模拟复用器从外部焊盘输入的信号与所述参考电压，根据该比较结果，更新所述参考寄存器的微调数据。
根据该构成，附加所述参考电压源的微调功能，稍微追加硬件就可实现参考电源的自微调功能。
这里，也可以所述半导体集成电路还具备第2分压电路，该第2分压电路插入于所述外部焊盘与模拟复用器之间，布局构成与第1分压电路相同。
根据该构成，在积分电压比目标电压小、使用电压分压电路的情况下，可使微调精度与电压分压电路的绝对分压精度无关，可使用较小面积的分压电路。
这里，也可以所述模拟复用器由连接于对所述积分电容元件与比较部件的积分电压输入进行连接的布线、以及所述外部焊盘上的模拟开关构成。
根据该构成，可通过较少的电路追加来实现参考电源的自微调功能。
这里，也可以所述半导体集成电路还具备更换比较部件的2个输入的反转模拟复用器，所述控制部件在所述反转模拟复用器的更换前与更换后，控制所述比较部件以比较经模拟复用器从外部焊盘输入的信号与所述参考电压，根据该比较结果，更新所述参考电压寄存器的微调数据。
根据该构成，可完全去除比较器的偏移，可使用偏移大的小面积比较器。
这里，也可以所述半导体集成电路还具备位于参考电压源与第1分压电路之间的电压跟随器(follower)；旁路布线，使电压跟随器旁路；和开关电路，选择所述电压跟随器和旁路布线的一方，所述开关电路至少在所述第1比较动作与第2比较动作中，选择所述电压跟随器。
根据该构成，可在泄漏电流测定时降低参考电压的电压下降产生的误差，同时，可在半导体集成电路的电源接通时实现参考电压的高速上升。
这里，也可以所述被测定电流是存储器单元晶体管的源极侧电流。
根据该构成，即便是源极侧读出方式的存储器单元电可高速且高精度地判定位线泄漏电流。
另外，本发明的泄漏电流测定方法是一种半导体集成电路中的泄漏电流测定方法，在具有半导体泄漏电流检测器的半导体集成电路中具备第1模拟开关，使被测定电流导通或不导通；第2模拟开关，使参考电流导通或不导通；积分电容元件，连接于所述第1模拟开关和第2模拟开关，由所述被测定电流或所述参考电流充电；放电部件，使所述积分电容元件进行放电；和比较器，比较所述积分电容元件中产生的积分电压与参考电压，其中，具有校准步骤，比较放电后由参考电流产生在所述积分电容元件中的积分电压与所述参考电压；测试步骤，比较放电后由被测定电流产生在所述积分电容元件中的积分电压与所述参考电压；和判定步骤，根据两个比较结果，判定参考电流与被测定电流的大小关系。
这里，也可以在所述校准步骤中，测定从放电至比较器的输出反转为止的时间，在所述测试步骤中，在从放电经过所述时间的时刻，检查比较器的比较结果，在所述判定步骤中，对应于测试步骤中的所述比较结果是反转或未反转，判定所述大小关系。
根据该构成，可消除积分电容的偏差、积分时间的偏差、比较器的偏移，另外，可利用积分动作，去除噪声，可高速且高精度地判定位线泄漏电流(被测定电流)。
这里，也可以所述规定时间相当于第1比较动作中从放电至所述比较器的输出反转为止的时间的n倍，在所述判定步骤中，若从放电经过所述n倍的时间时所述比较器输出反转，则判定为被测定电流比参考电流的1/n倍大。
根据该构成，由此可使可测定的泄漏电流进一步小至1/n倍。
这里，也可以所述半导体集成电路还具有输出所述参考电流的电流反射镜电路，将所述电流反射镜电路的输出连接于所述第1模拟开关，将所述电流反射镜电路的输入连接于外部焊盘，所述泄漏电流测定方法还具有参考电流接通步骤，从外部焊盘提供参考电流；和参考电流稳定化步骤，等待校准步骤的动作，直到由所述参考电流对外部焊盘的寄生电容进行充电，并变为恒定电流为止。
根据该构成，可由软件来实现高精度的泄漏电流的判定。
这里，也可以在所述校准步骤中，依次执行计时器/积分电容元件初始步骤、计时器/积分开始步骤、比较器读出循环、计时器的计数值保存步骤。在计时器/积分电容元件初始步骤中，执行计时器的初始化与积分电容元件的放电。在计时器/积分开始步骤中，开始计时器的计数，而且开始由参考电流充电积分电容元件。在比较器读出循环中，在计时器的计数和积分电容元件的充电中，周期性地读出比较器，当向所述比较器的积分值输入电压Vint比参考电压Vref大时，停止计时器，跳出循环。在计时器的计数值保存步骤中，保存跳出循环时的计时器的计数值。在所述测试步骤中，依次执行计时器加载/积分电容元件初始化步骤、计时器倒计数/积分开始步骤、计时器倒计数循环、比较器读出判定步骤。在计时器加载/积分电容元件初始化步骤中，执行所述计时器在计数值保存步骤中保存的计数值的加载、以及积分电容元件的放电。在计时器倒计数/积分开始步骤中，计时器倒计数开始，而且开始积分电容元件的充电。在计时器倒计数循环中，执行倒计数与积分电容元件的充电动作，若计时器的倒计数值变为规定值，则跳出循环。在比较器读出判定步骤中，执行被测定电流与参考电流的大小关系测试。
根据该构成，若将本发明的泄漏电流测定方法安装于半导体集成电路中，则半导体集成电路可实现自测。
另外，本发明的参考电压微调方法是上述半导体装置中的参考电压微调方法，其中，依次执行目标电压接通步骤、第1中间值搜索步骤、比较器输入反转步骤、第2中间值搜索步骤、微调值平均化步骤。在目标电压接通步骤中，提供所述参考电压。在第1中间值搜索步骤中，求出作为比较器输出反转的边界值的微调中间值1。在比较器输入反转步骤中，利用反转模拟复用器来更换比较器的输入。在第2中间值搜索步骤中，求出作为比较器输出反转的边界值的微调中间值2。在微调平均化步骤中，将平均了所述微调中间值1与微调中间值2的微调值设为参考电压的微调结果。
根据该构成，排除比较器的输入偏移的影响，微调参考电压。
这里，也可以在第1中间值搜索步骤中，依次执行微调初始值设定步骤、比较器读出步骤、微调循环。在微调初始值设定步骤中，对控制参考电压的输出电平的参考电压寄存器设定初始值。在比较器读出步骤中，读出比较器，并对与外部焊盘的电压成比例的外部电压和参考电压的大小关系进行比较。在微调循环中，当外部电压比参考电压小时，将所述参考电压寄存器的微调数据向高电压侧减1个步幅，重复比较器的读出动作直到外部电压比参考电压大为止，当外部电压比参考电压大时，将所述参考电压寄存器向高电压侧加1个步幅，重复比较器的读出动作直到外部电压比参考电压小为止，求出微调中间值1。
在第2中间值搜索步骤中，除在微调初始值设定步骤中将所述微调中间值1设定给参考电压寄存器、以及在微调循环中输出微调中间值2之外，执行与上述第1中间值搜索步骤一样的处理。
根据该构成，可在排除比较器的输入偏移的影响的同时，高速化第2次微调中间值的搜索，缩短微调时间。
如上所述，根据本发明的半导体泄漏电流检测器，可消除积分电容的偏差与比较器的输入偏移电压等测定系统引起的误差，另外，可利用积分动作去除重叠于被测定电流上的噪声分量，可以单纯的测定算法来高速且高精度地判定泄漏电流。
结合说明本发明一特定实施例的附图，参照下面的描述，本发明的上述和其它目的、优先和特征变得显而易见。其中图1是实施方式9的具备控制部件、存储器、计时器的半导体泄漏电流检测器框图。
图2是实施方式10的半导体泄漏电流检测器的示意电路图。
图3是实施方式1的半导体泄漏电流检测器的示意电路图。
图4是实施方式2的半导体泄漏电流检测器的示意电路图。
图5是实施方式3的半导体泄漏电流检测器的示意电路图。
图6是实施方式4的P沟道蓄积型MOS电容的说明图。
图7是实施方式5的半导体泄漏电流检测器的示意电路图。
图8是实施方式6的半导体泄漏电流检测器的示意电路图。
图9是实施方式7的半导体泄漏电流检测器的示意电路图。
图10是实施方式8的电流反射镜电流电路的框图。
图11是电流反射镜电流电路的晶体管电平的电路图。
图12是实施方式11的半导体集成电路的局部框图。
图13是半导体泄漏电流检测器的动作说明图。
图14是实施方式12的半导体集成电路的局部框图。
图15是表示实施方式13的半导体集成电路的主要部分的框图。
图16是表示实施方式14中的比较器的输入电压的时间发展的说明图。
图17是表示实施方式15的半导体泄漏电流检测器的主要部分的构成框图。
图18是表示半导体泄漏电流检测器的变形例的构成图。
图19是表示实施方式16的半导体泄漏电流检测器的主要部分的构成框图。
图20是表示实施方式17的半导体泄漏电流检测器的主要部分的构成框图。
图21是表示实施方式18的半导体泄漏电流检测器的主要部分的框图。
图22是详细地表示校准(calibration)动作的流程图。
图23是详细地表示测试动作的流程图。
图24是表示微调处理的流程图。
图25是详细地表示图24中的第1中间值搜索步骤的流程图。
图26是详细地表示图24中的第2中间值搜索步骤的流程图。
图27是表示实施方式19中的半导体器件一例的框图。
图28是表示图27的位线中的泄漏电流的说明图。
具体实施例方式
下面，参照附图来说明本发明的实施方式。本实施方式仅是一例，未必限于该方式。
(实施方式1)图3是本发明实施方式1的半导体泄漏电流检测器的示意电路图。图3中，从参考电压电路43向比较器30的参考侧输入31提供参考电压Vref。在积分电容侧输入32上，连接积分电容34，提供积分电压Vint。积分电容34(Cd)中并联设置放电晶体管35，执行充电电荷向地电平的放电。由存储器的位线等构成的被测定电路44经由第2模拟开关40，向积分电容34提供被测定电流46(Ileak)。另外，参考电流电路45经由第1模拟开关39向积分电容34提供参考电流47(Iref)。被测定电路44的电流路径中存在漂移电容38(Cs)，在参考电流电路45侧，设置作为相当于漂移电容38的电容值的补偿电容37(Cc)。在补偿电容37中并联设置放电晶体管36，执行充电电荷向地电平的放电。
下面，说明参考电流47与被测定电流46的比较动作。比较动作大致分为校准动作与接着的测试动作。
(校准动作)校准动作从积分电容34以及补偿电容37向地电平的放电动作开始。在向地电平的放电动作中，在参考电流足够小的情况下(例如数μA)，参考电流电路保持激活状态不变即可。之后，将校准电路选择信号41设为选择状态，将被测定电路选择信号42设为非选择状态。接着，通过将放电晶体管35、36设定为截止状态(T＝0)，开始向积分电容的电流积分。在电流积分中，参考电流47(Iref)充电补偿电容37(Cc)与积分电容34(Cd)。求出充电中比较器的比较输出33即将反转之前的积分时间Tint(T＝Tint)，校准动作完成。这里，若设比较器30的偏移为VO，则根据电荷的守恒定律，Tint被表现为(式1)。
Tint＝(Vref+Vo)x(Cd+Cc)/Iref ---(式1)
(测试动作)接着，在测试动作中，设校准电路选择信号41为非选择，设被测定电路选择信号42为选择，导通放电晶体管35，积分电容34与漂移电容38向地电平放电，由此开始测试动作。之后，截止放电晶体管35，开始(T＝0)积分，在经过积分时间Tint时，参照比较输出33，判定参考电流47与被测定电流46的大小关系。
另外，在位线泄漏电流为被测定电流的情况下，也可对测定单位的位线(单一的位线或多条位线)重复测试动作。
(判定算法)由于在积分开始时为Vint＜Vref，所以比较器输出反转的条件为(式2)。
Vint+Vo＞Vref+Vo ---(式2)另外，在时刻T＝Tint，根据电荷守恒定律，(式3)成立。
Tint＝(Vint+Vo)x(Cd+Cs)/Ileak ---(式3)若将(式3)、(式1)代入(式2)，则得到Ileak与Iref的关系，(式4)成立。
Ileak＞Irefx(1+Cs/Cd)/(1+Cc/Cd) ---(式4)(式4)中，比较器的输入偏移电压Vo无关。另外，若设定成使漂移电容值Cs与补偿电容值Cc匹配，则(式5)成立。
Ileak＞Iref ---(式5)成立。即，表示若在积分时间经过后比较器输出反转，则泄漏电流超过参考。根据(式4)，若Cd＞＞Cs、Cc，则Cs与Cc的匹配精度对判定结果产生的影响小。相反，可知若提高Cs与Cc的匹配精度，则小的积分电容Cd即可。若是小的积分电容，则由于到达参考电压的时间短，所以可高速执行泄漏电流的判定。
(关于精度)消除比较器的输入偏移电压Vo是因为积分电容相对于比较器输入始终固定。
因此，最好在芯片内形成积分电容。另外，参考电流和位线泄漏电流等被测定电流是微小、恒定的电流值，噪声容易重叠，但利用向积分电容的积分动作，可抑制噪声分量，提高判定的S/N比。
另外，通过对积分时间与判定的积分时间使用相同的值，只要积分时间保持重复时的相对精度即可。
根据实施方式1，可消除积分电容的偏差与比较器的输入偏移电压等由测定系统引起的误差，另外，可利用积分动作去除重叠于被测定电流上的噪声分量，高精度地判定位线泄漏电流。另外，通过使用补偿电容，即便小的积分电容，也可高精度且高速地判定泄漏电流的大小关系。作为电路的安装例，对100nA左右的泄漏电流，可实现10μS的测定时间，与用测试装置从外部直接测定电流的情况相比，可高速化1000倍左右。
另外，通过在校准动作中将Tint的值设为比较器输出刚反转之后的值，并且在测试动作中在经过Tint时检测比较器输出的非反转状态，可高精度地判定低于参考电流的位线泄漏电流。在上述中设为刚反转之后是因为在参考电压附近存在比较器的“死区”(不稳定)。该模式下的判定，在将源极侧读出中的虚接地阵列等单元电流等向邻接单元的泄漏电流观测为单元电流的减少的情况下是有效的。
(实施方式2)图4是除实施方式1的构成外，将补偿电容设为可变、扩大适用范围的半导体泄漏电流检测器的示意电路图。图4中，由金属选择部400与控制选择部401构成补偿电容，作为补偿电容电路。所谓金属选择(metal option)是可任意设定在制造时是否连接在布线层上的布线。即，金属选择部400在金属布线层设定串联连接于电容上的晶体管的栅极电压，执行补偿电容的固定值部分的设定。控制选择部401利用补偿电容控制信号来选择地设定串联连接于电容上的晶体管的栅极电位，进行补偿电容的可变更部分的设定。
例如，金属选择部400在被测定电路判定位线泄漏电流的情况下，吸收位线长度或每条位线的存储器单元数等阵列构成的差异引起的固定寄生电容差。控制选择部401吸收与基于阵列的解码器的(位线的)选择状态一致变化的寄生电容之差(例如位线选择条数等)。
在本实施方式中，通过金属选择部变更晶体管的栅极电位，可实现电容的选择性，但不用说，利用金属层的直接连接电容的手段进行也可得到同样的效果。并且，在阵列构成单一的情况下，不需要金属选择部。
根据实施方式2，利用一个电路设计，可将半导体泄漏电流检测器对应于阵列构成不同的电路，同时，可对应于基于被测定电路的动作模式的差异的测定路径的变化，微调整补偿电容，可进一步提高位线泄漏电流的判定精度。
(实施方式3)图5是除实施方式1的构成外、可削除或容量缩小补偿电容的半导体泄漏电流检测器的示意电路图。图5中，与实施方式1的主要差异在于删除设置在参考电流47的输出中的补偿电容37和放电晶体管36，以及参考电流501的充电范围(充电漂移电容38)。说明参考电流501与被测定电流的比较动作。比较动作同样被大致分为校准动作与接着的测试动作。
(校准动作)校准动作在选择被测定电路选择信号42、并且积分电容34与漂移电容38经由放电晶体管35向地电平放电时被启动。在参考电流足够小的情况下(例如数μA)，也可激活参考电流电路维持不变。同时选择校准电路选择信号41和被测定电路选择信号42，利用放电晶体管35的截止，开始(t＝t0)积分。参考电流501(Iref)充电漂移电容38(Cs)与积分电容34(Cd)。在充电中，参照比较器的比较输出33，求出比较输出33即将反转之前的时刻Tint2，校准动作完成。这里，在设比较器30的偏移为VO时，根据电荷的守恒定律，Tint2被表现为(式6)。
Tint2＝(Vref+Vo)*(Cd+Cs)/Iref ---(式6)(测试动作)接着，测试动作在将放电晶体管35导通、积分电容34与漂移电容38向地电平放电时开始。之后，将被测定电路选择信号42设为选择，将校准电路选择信号41设为非选择。利用放电晶体管35的截止，开始(t＝t0)被测定电路44的泄漏电流的积分，在积分时间Tint2之后，参照比较输出33，确定参考电流501与被测定电流的大小关系。
比较器的反转条件由(式7)表现。
Vint+Vo＞Vref+Vo ---(式7)在时刻t＝Tint2，根据电荷守恒定律，(式8)成立。
Tint2＝(Vint+Vo)*(Cd+Cs)/Ileak ---(式8)若将(式6)、(式8)代入(式7)，则得到(式9)。
Ileak＞Iref ---(式9)成立。即，表示若在积分时间经过后比较器输出反转，则泄漏电流超过参考。
比较器的输入偏移电压Vo和Cs与(式9)无关。通过将Cs用于参考电流的积分，可实现Cc的删除与Cd和Cs的匹配误差的排除，可使用更小的积分电容Cd。并且，若Cd与Cs不是由相同构造的电容元件形成，则容量的电压依赖性不同，在宽的积分电压范围内保持电容匹配精度比较麻烦，但在本实施方式的情况下，校准动作与测试动作下相同，电容匹配精度最好。
在被测定电路44中存在泄漏电流的情况下，在被测定电路44中设置图5所示的电容分离晶体管500，可切掉构成泄漏源的左侧电路。此时，例如若使被测定对象的位线分层化，则期望将电容分离晶体管500设置在上位层的位线上。另外，从精度上的要求看，也可将修正电容设置在参考侧。其中，修正电容相当于由电容分离晶体管分离的电容值，电容比原始的修正电容Cs小，对匹配误差的判定精度的影响小。另外，在被测定电路是存储器阵列的情况下，可使电容分离晶体管对应于列的选择晶体管。
并且，在本实施方式中，设参考电流的积分时间Tint与被测定电流的积分时间相同，但也可将被测定电流的积分时间设为Tint的n倍。此时，参考电流相当于1/n倍。由此，可进一步减小可测定的泄漏电流。其中，由于时间的倍数精度对测定精度造成影响，所以必需考虑，但在由数字计数器计测时间的情况下，可较容易地实现。
另外，根据本实施方式，在实施多条位线的泄漏电流判定的情况下，也可将任一位线作为寄生电容的参考来进行测定。
如上所述，根据实施方式3，在基于被测定电路的寄生电容的信号路径与泄漏电流无关的情况下，可不需要补偿电容且以小容量的积分电容来得到高的判定精度。
(实施方式4)实施方式4是通过由蓄积型MOS电容构成实施方式1的积分电容、进行面积削减的半导体泄漏电流检测器的1实施例。实施方式1中，为了高速化判定速度，积分电容的电压电平在从数10mV至数100mV和MOS电容的阈值以下的电压范围的动作点下使用。在这种低电压区域中，存在如下问题，即在通常使用的耗尽型CMOS电容中，基板处于耗尽状态，仅能得到通常反转区域的电容的数分之一左右的电容值。为了解决该问题，期望将Pch蓄积型MOS电容用作积分电容。图6示出Pch蓄积型MOS电容的说明图。图6中，存储电容偏置，以使位于栅极氧化膜Tox之下的半导体基板变为存储模式。在Pch蓄积型MOS电容的情况下，电容的GND侧为被偏置成OV的N型基板，栅电极被偏置成正电压，所以基板不耗尽。从图6所示的Pch蓄积型MOS电容偏置依赖性可知，当栅电极为正偏置时，基于偏置的电容依赖性小，适于作为积分电容。即便作为补偿电容，由于电压依赖性小，所以布线的漂移电容系统与寄生电容的匹配特性好。另外，理想的是将构造与漂移电容相同的电容元件(相同的电压依赖性)用作补偿电容。若栅电极被偏置为负，则用作PchMOS耗尽型电容，基板与偏置电压一起耗尽。电容在偏置电压到达MOS构造的阈值、形成反转层之前不断减少。在Pch基板的CMOS过程的情况下，由于Pch蓄积型MOS电容将N阱偏置为接地，所以形成NPN型寄生双极晶体管，故必需留意充分采取P阱的防护间距，以在布局上不将Pch基板偏置为正。另外，若变换基板的极性，则可形成Nch蓄积型器件。此时，栅电极接地，P基板变为正电位。若考虑基板触点等电容的布局，则每单位面积的电容中Pch蓄积型MOS电容变为最大。如本发明的半导体泄漏电流检测器所示，限定为以大容量(例如10pF)低速动作(10μS)的积分电容中，Pch蓄积型MOS电容最佳。
根据实施方式4，在积分电压为MOS构造的阈值以下的情况下，可大幅度削减电容元件的占有面积。并且，通过将电容设为Pch蓄积MOS电容，可进一步缩小面积。在本实施方式中，将存储电容设为最需要面积的积分电容，但在小的积分电容的情况下，由于基板触点布局的高架(overhead)，所以若考虑比通常的耗尽型CMOS电容大，则不用说，即便用于某种程度的大的电容值的补偿电容，也可得到同样的效果。
(实施方式5)图7是在实施方式1的构成中、降低比较器输入的噪声的半导体泄漏电流检测器的示意电路图。图7中，在参考侧输入31上并联连接阻尼电容700和阻尼电阻701。阻尼电容700降低比较器动作(均衡或充电动作)时发生的Vref侧的耦合噪声振幅，阻尼电阻701使感应的噪声衰减，缩短比较器的“死区”时间。另外，可减小与积分电容侧输入32的电容差，改善对AC耦合到输入的一般模式噪声的耐性。因此，期望只要面积允许，则使阻尼电容与积分电容侧输入32的输入电容匹配。另外，阻尼电阻701可使感应的噪声衰减，越是低电阻，则噪声衰减越快。因此，期望在参考电压的提供能力范围内尽可能为低电阻。用图16来说明比较器的输入电压的时间发展。图中，纵轴表示比较器输入电压，横轴表示时间。参考电压165始终被偏置为恒定值Vref。另外，积分电压在放电中被放电到OV，在积分动作中，积分电压164单调增加。比较器的采样在采样时钟166为H的期间被采样，在下降沿初始化(内部节点的均衡、预充电动作等)。在初始化的定时(timing)，利用初始化的内部信号与参考电压输入的电容耦合，在参考电压165中感应尖噪声。尖噪声的缓和时间中成为比较器的“死区”时间。
根据实施方式5，降低比较器动作时发生的Vref侧的耦合噪声，缩短比较器“死区”时间，可实现高速的校准动作。另外，可改善对一般模式噪声的耐性，可提高噪声多的单片环境下的动作可靠性。
另外，即便设置放电晶体管来代替阻尼电容和阻尼电阻，也可削减噪声，但必需向Vref电平的再充电时间(死区时间)。
(实施方式6)图8是在实施方式1的构成中、从外部焊盘提供参考电流的半导体泄漏电流检测器的示意电路图。图中，参考电流电路由电流反射镜电路800构成。电流反射镜电路800用于生成微小电流，输出参考电流输出801(Iref)，作为从外部焊盘804同步输入的参考输入802的1/N反射镜电流。另外，在外部焊盘中存在由测定器的输出电容或器件接口的电容等构成的寄生电容803。外部寄生电容803被电流反射镜电路800从检测器的比较器输入节点电分离。
(参考接通顺序)示出向外部焊盘接通参考电流的接通顺序。将测试装置的恒定电流源连接于外部焊盘上，待机直到外部焊盘的电位稳定为止。在电流刚接通之后，由于测试装置的同步电流的一部分用于寄生电容的充电，所以外部焊盘的电位变化，参考电流输出不稳定。通过测定外部测试焊盘的电位，可确认参考电流输出801的稳定性。作为具体的电流例，例如在将输出电流设为100nA、反射镜比为N＝10时，外部焊盘804从测试装置偏置1μA的恒定电流负荷。偏置到外部焊盘的电流若被设定得大，则得到高速电流输出的设置时间，但在需要微小电流的情况下，由于构成电流反射镜电路的晶体管尺寸变大，所以必需与面积进行权衡。若在半导体泄漏电流检测器的动作中始终激活参考电流，则不用说，设置时间仅为1次，基本上不对测试时间产生影响。
从外部焊盘直接提供参考电流在下述的寄生电容的关系中是困难的。若外部焊盘的寄生电容包含测试装置的电流源的电容，则非常大，至数100PF，且依赖于测试装置。这样，为了将大且不稳定的电容用作参考电流源，至少需要使用比外部寄生电容大1位的积分电容。但是，在单片中搭载如此大的电容在成本上通常不被允许，必然不允许搭载于芯片外部的补偿。并且，泄漏电流的判定速度至少下降2位以上，与直接由外部焊盘测定泄漏电流的情况相比，相差大，单片测定器的高速性优点减弱。因此，基于电流反射镜电路的参考电流提供方式与本发明的半导体泄漏电流检测器的匹配性极高。
并且，根据实施方式6，通过从外部焊盘提供参考电流，可低成本地提供具有绝对精度的参考电流。另外，可容易实现参考电流的变更。通过使用反射镜电路，可从积分电容和补偿电容电分离外部焊盘的电容，可采用小的积分电容，可提供低成本且高速高精度的半导体泄漏电流检测器。
(实施方式7)图9是在实施方式6的构成中、将从外部焊盘提供的参考电流设为内部发生的半导体泄漏电流检测器的示意电路图。图中，从参考电流生成电路901提供电流反射镜电流电路900的输入电流。与实施方式6一样，从积分电容和补偿电容电分离参考电流生成电路901的输出电容，有利于缩小积分电容。与外部焊盘输入的情况相比，损害了参考电流的自由度等优点，但即便承担布局面积增大的补偿(惩罚)也搭载参考电流生成电路的优点如下所示。在实施方式6中，泄漏电流的测定中，在器件外部必需测试装置和基于其的电路，在测试流中所限的温度电压范围内利用。相反，在本实施方式中，泄漏电流的测定不仅可在测试流中，也可在向制品的安装状态下进行，可构筑更可靠的系统。并且，在器件中搭载参考电流可使参考电流事先具有电源电压或温度依赖性，在预测构成测定对象的泄漏电流的温度特性的情况下，可进行精度更高的判定。
并且，根据实施方式7，在向处于各种温度电压状态的制品安装的状态下，可判定位线泄漏电流，另外，通过利用其结果，使用于采用存储器阵列冗余的修复或向用户的警告等中，可构筑可靠性高的系统。
若在本实施方式中合用外部焊盘，则不用说，可与实施例6一样实现参考电流的自由度。
(实施方式8)图10是实施方式6、7所示的电流反射镜电流电路的更详细的框图。图11是图10的电流反射镜电流电路的晶体管电平的电路图。
图10中，电流反射镜电流电路100连接降低电源电压VDD的电源电压降压电路101、将降压后的电源电压设为电源源的电流反射镜连接晶体管102。从电流反射镜连接晶体管102的参考电流输出(Iref)106输出参考电流，经由第1模拟开关103将参考电流输入107(Nx Iref)连接于外部焊盘804上。并且，经第2模拟开关104将参考输入(Nx Iref)连接于电源电压VDD上。
若第2模拟开关104变为导通状态，则电流反射镜连接晶体管102的输出晶体管截止。排他地导通控制第1模拟开关103与第2模拟开关104，当利用第1模拟开关切断外部焊盘时，电流反射镜电流电路的电流输出变为高阻抗状态，功能停止(shut down)。
图11是0.18μm过程、输出电流为1μA以下、电源电压为1.8V条件下的电路构成例。图11中，电源电压降压电路101由1级的连接成二极管的Nch晶体管构成。电流反射镜连接晶体管102由1级的1∶N反射镜电流比的Pch晶体管对构成。
电源电压降压电路缩小电流反射镜连接晶体管对的源极侧的共同电压。因此，可将电流反射镜连接晶体管对电流的匹配特性造成的影响限制到最小，可缩小电流反射镜连接晶体管的布局面积。(可以更小的布局提供更微小的电流)。
由于外部焊盘的电压电平为接地附近，所以第1模拟开关可使用Nch晶体管，第2模拟开关连接于电源电平，可使用Pch晶体管。另外，这些晶体管的栅极被连接于功能停止信号105上，以非常单纯的构成来实现互补的连接动作。
根据实施方式8，在限定积分电压范围的条件下，可以非常单纯的构成来得到实用的电流特性。
(实施方式9)图1是实施方式9的具备控制部件、存储器、计时器的半导体泄漏电流检测器框图。图中，实施方式1中说明的半导体泄漏电流检测器1具备连接于比较器的参考电压输入上的参考电压输入4、输入到积分电容的被测定电流输入2、输入到积分电容的参考电流输入3和作为比较器的输出结果的比较结果输出9。
另外，从搭载着半导体泄漏电流检测器的半导体集成电路的能带间隙(bandgap)参考电源，提供参考电压输入4。
在计时器6计测的时间，控制电路5边参照半导体泄漏电流检测器的比较结果，边进行积分动作的控制。控制电路5进行实施方式1中说明的校准动作，将求出的积分时间存储在存储器7中。另外，控制电路5进行实施方式1中说明的测试动作。在测试动作中，将存储在存储器7中的积分值作为初始值，加载到计时器6，使计时器6倒计数动作，进行积分动作，并进行泄漏电流的判定，直到计数值到达初始值。
在本实施方式中，使计时器倒计数，但不用说，也可将计数器(也可将计时器作为计数器)的初始值设定为如0，使其正计数动作，将其作为积分值，直到计数值到达积分值为止。
实施方式9定义存储积分值的存储器与计数器，作为进行半导体泄漏电流检测器的测定算法所需的最小限度的构成，实现泄漏电流的单片自测。另外，在搭载参考电源的情况下，可共享参考电源，可以在较小面积中构成半导体泄漏电流检测器。
(实施方式10)图2是实施方式10的半导体泄漏电流检测器的框图。是从图1的实施方式9内置参考电源的构成。图中，半导体泄漏电流检测器20通过内置专用的参考电源，不配备参考电压输入4。通过内置参考电源，可在将参考电压的设定范围设定得宽的同时，搭载与共享的参考电源所需温度特性不同的任意温度特性的参考电源，可提供适合于泄漏电流特性的参考电压。
(实施方式11)图12是实施方式11的半导体集成电路的局部框图。图中，半导体集成电路在实施方式9说明的半导体泄漏电流检测器1中具备连接于模拟复用器121上的外部模拟输入输出焊盘120。外部模拟复用器121排他地将半导体泄漏电流检测器1的参考电流输入、参考电源122、被测定电流输出124和内部电压源等其它信号125中的一个，连接于外部模拟输入输出焊盘120上。另外，将参考电源122和被测定电流输出124连接于半导体泄漏电流检测器1上。
利用这种构成，在半导体集成电路的测试时，可由单一的外部模拟输入输出焊盘来监视单元电流或位线泄漏电流等的被测定电流输出、参考电源和其它电压源。
下面，使用图12和图13来说明半导体泄漏电流检测器的动作。图12中用虚线示出校准动作中的信号流。图13是与图12一样的实施方式11中的半导体集成电路的局部框图，用虚线示出测试动作中的信号流。在图12的校准动作中，半导体泄漏电流检测器1经由模拟复用器121提供参考电流，从参考电源提供参考电压。控制电路5边参照比较结果输出9边控制半导体泄漏电流检测器1的参考电源的积分动作的开始与停止。由计时器6对积分时间进行时间控制。控制电路5将比较输出转变了的时刻下的计时器计数值-1的计数阈值作为积分值，存储在存储器7中。下面，说明图13中的测试动作。在半导体泄漏电流检测器1上连接被测定电流输出124与参考电源122的输出。模拟复用器121处于选择了半导体泄漏电流检测器1的参考电流输入的状态，或者什么都不选择的非选择状态。控制电路5将存储在存储器7中的计数阈值存储在计时器6中，对位线泄漏电流等被测定电流进行积分，并输出积分完成时的比较结果输出9，直到计时器6的计数值达到计数阈值为止。
实施方式11可与内部电流电压的测定、从外部施加电压、或半导体泄漏电流检测器的参考电流施加有效适用单一的模拟测试焊盘，可提供小面积且具备高性能的测试能力的半导体集成电路。
(实施方式12)图14是实施方式12的半导体集成电路的局部框图。图中，与实施方式11中说明的图12相比，不同之处在于具备控制电路143，代替控制电路5和存储器7。省略相同之处的说明，下面主要说明不同之处。
控制电路143是具有与控制电路5和存储器7相同功能的一具体例，具备CPU140、时钟141、存储器142。CPU140控制校准动作与测试动作。时钟141发生CPU140和计时器6的动作时钟。存储器142存储记载上述校准动作和测试动作的算法的程序代码(宏代码)和数据。闪速存储器等半导体集成电路中为了进行存储器单元的改写、读出、擦除，通常配备相当于这些CPU140、时钟141、存储器142和计时器6的硬件。此时，CPU140、时钟141、存储器142和计时器6可兼用作半导体集成电路中通常配备的硬件。在半导体泄漏电流检测器的动作中，CPU140通过如后所述对比较器的输出结果的反馈循环进行软件处理，可不必或将关于功能变更的设计变更限制到最小，另外，动作算法的变更变容易。从而，可用低面积实现高功能的半导体泄漏检测器。
图22和图23是详细地表示基于控制电路143的控制的半导体泄漏电流检测器中的校准动作与测试动作的流程图。图22的左侧表示判定参考电流与被测定电流的大小关系的整体动作，右侧详细地表示校准动作。
如图左侧所示，控制电路143依次进行参考电流接通步骤、参考电流稳定化待机步骤、校准步骤、测试步骤(S10-S50)。具体而言，控制电路143从外部接受移至测试模式的指示，若在测试模式下从外部焊盘提供参考电流(S10)，则待机直到对外部焊盘的寄生电容进行充电，并将稳定后的稳定状态的电流提供给半导体泄漏电流检测器之后(S20)，进行参考积分时间检索步骤(S30)，将计时器6的计数值作为比较器30的比较输出反转之前的积分时间，写入存储器142中(S40)，进行测试步骤(S50)。
如图右侧所示，控制电路143依次进行计数器/积分电容初始化步骤、计时器/积分开始步骤、比较器读出循环、计时器的计数值保存步骤(S31-S40)，作为校准步骤(S30、S40)。具体而言，控制电路143首先控制计数器的初始化与积分电容的放电(S31)，与计时器的计数开始一起，使积分电容的充电开始(S32)，在比较器读出循环中，当计数器正在计数和积分电容正在充电时，周期性地读出比较器输出(S33)，当所述比较器输出反转时，即积分值输入电压Vint和参考电压Vref满足Vint＞Vref时(S34是)，停止计数器，跳出循环，将计数值作为比较器30的比较输出反转之前的积分时间，保存在存储器142中(S35、S40)。
如图23右侧所示，控制电路143依次进行计数器加载/积分电容初始化步骤、计时器倒计数/积分开始步骤、计时器倒计数循环、比较器读出判定步骤(S51-S58)，作为测试步骤(S40、S50)。具体而言，控制电路143进行所述计时器的计数值保存步骤中保存的计数值的加载与积分电容的放电(S51)，在计时器的倒计数开始的同时，开始积分电容的充电(S52)，在计时器倒计数循环中，进行倒计数与积分电容的充电动作(S53)，若计时器的倒计数值变为规定值(例如0)(S54是)，则跳出循环。并且，控制电路143读出比较器输出(S55)，对应于比较器输出，判定被测定电流与参考电流的大小关系(S56)。在该大小关系的判定中，控制电路143在读出的比较器输出未反转的情况下，即积分值输入电压Vint和参考电压Vref不满足Vint＞Vref的情况下，判定为被测定电流比参考电流小(S57)。此时，被测定电流对于测试是合格的。另外，控制电路143在读出的比较器输出反转的情况下，即满足Vint＞Vref的情况下，判定为被测定电流比参考电流大(S58)。此时，被测定电流对于测试是不合格的。
如上所述，根据本实施方式的半导体集成电路，通过安装半导体泄漏电流检测器，利用内置的CPU、存储器、计时器等，可实现自测。并且，可利用内部CPU的软件来准确实现高速且高精度的泄漏电流的判定。
(实施方式13)在本实施方式中，说明具有带参考电压等的微调功能的半导体泄漏电流检测器的半导体装置。
图15是表示实施方式13中具有带微调功能的半导体泄漏电流检测器的半导体集成电路的主要部分的框图。图15的构成与图14相比，不同之处在于附加了微调用的多个寄存器、附加了分压电路151，和向控制电路143中追加了利用微调用寄存器的调整功能。省略相同之处的说明，下面主要说明不同之处。
微调用的多个寄存器包含参考电压寄存器150、分压控制寄存器152、积分电容比寄存器153、计时器寄存器154、时钟寄存器155。
参考电压寄存器150保持用于设定参考电源122的参考电压的数据。从参考电源122输出的参考电压变为基于该数据的电压值。分压控制寄存器152保持用于设定分压电路151的分压比的数据。积分电容比寄存器153保持用于设定积分电容34的电容值的数据。积分电容34为基于该数据所示的电容比的电容值。计时器寄存器154保持用于设定计时器6的级数的数据。计时器6的总级数中，该数据表示的级数有效。时钟寄存器155保持用于设定时钟141的振荡频率的数据。时钟141的振荡频率基于该数据。
分压电路151以分压控制寄存器152的数据所示的分压比，分压来自参考电源122的参考电压Vref，将分压后的电压提供给比较器30。
控制电路143利用上述微调用的多个寄存器，微调各寄存器的数据，以吸收每个半导体集成电路制造时的偏差。另外，根据半导体集成电路的种类，事先存储对各寄存器设定的数据范围，根据半导体集成电路的种类，对各寄存器设定数据。例如，在校准不成功的情况、或测定到的积分电容34的积分时间异常长的情况等下，更新必需的寄存器的数据，再次进行校准。
如上所述，根据本实施方式的半导体装置，可以控制电路143的软件变更来容易地对应于宽范围的测定电流范围。
(实施方式14)在本实施方式中，说明各实施方式中的比较器输出的读出。
图16说明实施方式14中的比较器的输入电压的时间发展。图中，横轴表示时间，纵轴表示向比较器输入的输入电压。实线的输入电压表示积分电容34的积分电压Vint，虚线的输入电压表示参考电压Vref。另外，为了周期性地读出比较器30的比较输出，从控制电路143向比较器30输入采样时钟166。利用该采样时钟166，使输入参考电压Vref与积分电压Vint的栅极打开。比较器输出167表示比较器30的比较结果。实际的比较结果在采样时钟166的定时输出。
实际的积分电压Vint在放电期间162为OV，在积分期间160与时间的经过成比例增加，在放电期间161，被放电到OV。虚线的参考电压Vref为恒定电压，但如图所示，影响采样时钟166的脉冲，重叠噪声。在积分电压Vint实际上比参考电压Vref大的定时、以及比较器输出167反转的定时，产生如图所示的误差。这是因为控制电路143在采样时钟166的脉冲定时周期性地读出比较器输出167。
因此，在上述实施方式中，控制电路143检测比较器输出167反转的状态，求出其紧之前的采样脉冲的时刻Tint2，将从积分期间的开始时刻起至时刻Tint2为止设为反转之前的积分期间Tint。
如上所述，通过检测比较器输出的非反转状态，设比较器输出的刚反转之后的值作为Tint的值，可高精度地判定低于参考电流的位线泄漏电流。
另外，通过稍错开采样时钟的相位，重复校准，可修正精度。积分时间在计时器的计数值上加上相当于相位差的偏移。采样时钟的周期由软件确定，偏移可由CPU的空循环等控制。积分时间的测定最小分辩率为时钟周期。
(实施方式15)在本实施方式中，说明为了使参考电压的精度提高、实现参考电源的自微调功能的构成。
图17是表示实施方式15的具有参考电压Vref的调整功能的半导体泄漏电流检测器的主要部分的构成框图。该图的半导体泄漏电流检测器具备保持微调数据的参考寄存器170；发生对应于微调数据的恒定电压的参考电压源171；电压分压器173，分压来自参考电压源171的恒定电压(参考电压输出172)，将分压后的恒定电压作为参考电压，输出到比较器30的参考侧输入31；用于从外部输入构成参考电压的目标电平的电压值的外部焊盘174；和模拟复用器177，选择被测定电流源的泄漏测定路径48和外部焊盘174中的一个，连接到比较器30的积分电容侧输入32上。模拟复用器177利用来自控制电路143的外部参考电压选择输入175，选择外部焊盘174，利用泄漏测定选择输入176，选择泄漏测定路径。
控制电路143控制模拟复用器177和比较器30，以比较经模拟复用器177从外部焊盘174输入的目标电平、与来自电压分压器173的参考电压，并根据该比较结果，更新参考寄存器170的微调数据。此时，控制电路143更新参考寄存器170的微调数据，以使来自电压分压器173的参考电压与从外部焊盘174输入的目标电平一致。
这样，根据本实施方式的半导体泄漏电流检测器，可利用稍追加硬件来实现参考电源的自微调功能，可使参考电压的绝对精度提高。在本实施方式的半导体泄漏电流检测器中，可以mV级的绝对精度来微调参考电压。
图18是表示图17所示半导体泄漏电流检测器的变形例的构成图。该图的构成与图17相比，不同之处在于具备模拟开关178来代替模拟复用器177。
模拟开关178被插入外部焊盘174与比较器30的积分电容侧输入32之间，由外部参考电压选择输入175控制。即，当模拟开关178接通时，将来自外部焊盘174的目标电平输入到比较器30的积分电容侧输入32。当模拟开关178断开时，将来自泄漏测定路径48的被测定电流输入到比较器30的积分电容侧输入32。
图18与图17的不同之处在于当模拟开关178接通时，不仅外部焊盘174，泄漏测定路径48也被连接于积分电容侧输入32。这点通常不成问题。这是因为由于泄漏测定路径48的漂移电容比外部焊盘174的漂移电容小得多，或泄漏电流为数μA左右，比外部焊盘的电流驱动能力小得多，故泄漏测定路径48对从外部焊盘174输入的目标电平造成的影响通常可忽视。并且，在泄漏测定路径48中存在布线短路等异常的情况下不能忽视，但由于泄漏测定路径48从多条位线中选择一个或多条，所以即便在有异常的情况下，也只要选择其它位线即可，故图18的构成非常实用。这样，图18的构成仅通过附加比图17的构成还简易的电路，就可微调参考电压的精度。
(实施方式16)在本实施方式中，说明使参考电压的绝对精度进一步提高的半导体泄漏电流检测器。
图19是表示实施方式16中具有参考电压Vref的调整功能的半导体泄漏电流检测器的主要部分的构成框图。该图与图17相比，不同之处在于具备等效的两个电压分压电路190来代替电压分压器173。省略相同之处的说明，主要说明不同之处。
等效的电压分压电路190具备第1电压分压电路191与第2电压分压电路192。第1电压分压电路191与电压分压器173一样。第2电压分压电路192分压从外部焊盘174输入的恒定电压，将分压后的恒定电压作为目标电平，经模拟开关180输出到比较器30的积分电容侧输入32。
第1电压分压电路191与第2电压分压电路192在制造时使用布局相同的电路图案来形成。
由此，可在一个芯片内消除制造时每个芯片中发生的电压分压电路的特性偏差。即，参考电压输出172也以相同特性来分压来自外部焊盘174的恒定电压，所以不需要电压分压电路的绝对精度，可使参考电压的微调精度进一步提高。
(实施方式17)在本实施方式中，说明使电源接通时的参考电压的上升高速化、在其它电路中可适用参考电压的半导体泄漏电流检测器。
图20是表示实施方式17的半导体泄漏电流检测器的主要部分的构成框图。该图与图19相比，不同之处在于追加了电压跟随器电路200。省略相同之处的说明，主要说明不同之处。
电压跟随器电路200设置在参考电压源171与第1电压分压电路191之间，具备电压跟随器、使电压跟随器旁路的旁路布线、以及选择电压跟随器和旁路布线之一的开关电路。电压跟随器是驱动来自参考电压源171的恒定电压信号的电流的缓冲器。旁路布线是将参考电压源171的低电压直接输入到第1电压分压电路191的布线。开关电路选择电压跟随器与旁路布线。
当电源接通时，开关电路选择电压跟随器。由此，缩短参考电压Vref稳定前的上升时间。另外，开关电路在参考电压的微调动作中，选择电压跟随器。由此，可在参考电压的微调动作中，降低参考电压的电压下降引起的误差。另外，在不进行校准动作和测试动作的期间，电压跟随器或参考电压源171的输出被半导体集成电路的其它内部电路复用。此时，通过选择旁路布线，若使电压跟随器断开，则可实现低功耗。
如上所述，根据本实施方式的半导体泄漏电流检测器，可在参考电压的微调动作中降低参考电压的电压下降引起的误差，同时，可在半导体集成电路的电源接通时实现参考电压的高速上升。
(实施方式18)在本实施方式中，说明通过相互更换比较器30的输入、可消除比较器30内在的输入偏移的影响的半导体泄漏电流检测器。
图21是表示实施方式18中具有比较器的输入反转功能的半导体泄漏电流检测器的主要部分的框图。该图的构成与图19相比，不同之处在于追加了反转模拟复用器210。省略相同之处的说明，说明不同之处。
反转模拟复用器210反转(更换)向比较器30的两个输入。即，向比较器30的输入端子(X、Y)切换输入(Vref、Vint)、以及输入(Vint、Vref)。在参考电压的微调中，利用采用反转模拟复用器210的2个输入的反转。
图24是表示具有输入反转功能的半导体泄漏电流检测器中的微调处理一例的流程图。该微调处理是微调参考电压Vref的绝对精度的处理。如图所示，控制电路143依次进行目标电压接通步骤、第1中间值搜索步骤、比较器输入反转步骤、第2中间值搜索步骤、微调值平均化步骤(S100-S800)。具体而言，若从外部焊盘174提供参考电压的设定值(目标电平)(S100)，则控制电路143在第1中间搜索步骤中，求出作为比较器30的比较输出反转时的参考电压Vref的交界值的微调中间值1(S200、S300)。并且，控制电路143对反转模拟复用器210更换输出(S400)，在第2中间搜索步骤中，求出作为比较器30的比较输出33反转时的参考电压Vref的交界值的微调中间值2(S500、S600)。之后，控制电路143平均微调中间值1与微调中间值2(S700)，将该平均值作为参考电压的最终微调值，设定给参考寄存器(S800)。
图25是详细地表示图24中的第1中间值搜索步骤(S200、S300)的例子的流程图。控制电路143依次进行微调初始值设定步骤、比较器读出步骤、微调循环(S201-S300)，作为第1中间值搜索步骤。具体而言，控制电路143在微调初始值设定步骤中，对控制参考电压的输出电平的参考电压寄存器设定初始值(S201)，在比较器读出步骤中，读出比较器输出(S202)，比较与外部焊盘的电压成比例的电压Vint和与参考电压成比例的Vref的大小关系(S203)，根据该比较结果，进行下面的两个微调循环之一。
比较的结果，当Vint＞Vref时，在图左侧的微调循环中，控制电路143将参考电压寄存器向高电压侧减1个步幅(step)(S204)，读出比较器输出(S205)，重复微调循环，直到为Vint＜Vref为止(S206)。在该微调循环中，求出Vint＜Vref时的微调值，作为微调中间值1(S300)。
另外，比较的结果，当Vint＜Vref时，在图右侧的微调循环中，控制电路143将参考电压寄存器向高电压侧加1个步幅(S207)，读出比较器输出(S208)，重复微调循环，直到为Vint＞Vref为止(S209)。在该微调循环中，求出Vint＞Vref时的微调值，作为微调中间值1(S300)。
图26是详细地表示图24中的第2中间值搜索步骤的例子的流程图。图26的流程图与图25相比，不同之处在于在微调初始值设定步骤中，将所述微调中间值1设定给参考电压寄存器(S501)，最终输出微调中间值2(S600)。
如上所述，根据本实施方式的半导体泄漏电流检测器，在比较器的输入更换之前与更换之后两者中，求出微调值，通过将其平均用作微调值，可排除比较器的输入偏移的影响，并且，缩短微调搜索时间，可高速实现。由于可完全去除比较器300的偏移影响，所以也可使用偏移大的、便宜的小面积比较器。
在本实施方式中，使用线性搜索作为微调循环的算法，但不用说，为了进一步高速化循环的收敛，也可使用二进制搜索。
(实施方式19)在本实施方式中，说明安装了本半导体泄漏电流检测器的半导体集成电路的具体实例。
图27是表示实施方式19中的具备半导体泄漏电流检测器的半导体器件一例的框图。如图所示，半导体器件270具备泄漏检测器271、存储器单元273、X解码器276、Y栅极277、读出电路278、写入电路279、Y解码器300。该半导体器件270除了泄漏检测器，示出一般闪速存储器的一例。
泄漏检测器271如图所示，在连接于Y栅极277上的情况下，判定从多条位线274中选择的1条或多条位线泄漏电流。
图28是表示图27的位线中的泄漏电流的说明图。图中，图示图27所示的Y栅极277的一部分与存储器阵列272的一部分(1行大小)。图中的存储器单元是非易失性存储器晶体管，采用源极侧读出方式。在读出时，从漏极偏置313向利用地址选择到的存储器单元的漏极施加漏极偏置，利用流过源极侧的电流，判定读出值。
位线泄漏电流如图的虚线所示，由于漏极偏置313的漏极偏置，从Y栅极277流入漏极侧位线312，并且，流入源极侧位线311。这种位线泄漏电流使单元电流被误判定与泄漏电流部分相应的量，诱发过写入或写入不足等，阻碍存储器单元的正常阈值控制。泄漏检测器271如各实施方式中说明的那样，可高速且高精度地判定这种数μA左右的微小泄漏电流。
在本实施方式中，图28的源极侧读出方式也可高速且高精度地判定位线泄漏电流。
本发明的半导体泄漏电流检测器和半导体集成电路适用于半导体器件，例如适用于闪速存储器、EEPROM、强电介质存储器等非易失性存储器、或DRAM、SRAM等易失性存储器等具备存储器单元阵列的半导体器件。
参照附图，利用实施例完整地描述了本发明，但应该注意，对于本领域的技术人员而言，不同的改变和变更是显而易见的。因此，除非这种改变和变更脱离本发明的范围，否则认为它们包含在内。
权利要求
1.一种半导体泄漏电流检测器，判定参考电流与被测定电流的大小关系，其特征在于，具备第1模拟开关，使被测定电流导通或不导通；第2模拟开关，使参考电流导通或不导通；积分电容元件，连接于所述第1模拟开关和第2模拟开关，由所述被测定电流或所述参考电流充电；放电部件，使所述积分电容元件进行放电；和比较部件，将放电后由参考电流产生在所述积分电容元件中的积分电压、以及放电后由被测定电流产生在所述积分电容元件中的积分电压，分别与参考电压进行比较。
2.根据权利要求1所述的半导体泄漏电流检测器，其特征在于所述比较部件进行将放电后由参考电流产生在所述积分电容元件中的积分电压与所述参考电压进行比较的第1比较动作、以及将放电后由被测定电流产生在所述积分电容元件中的积分电压与所述参考电压进行比较的第2比较动作，所述半导体泄漏电流检测器根据第1比较动作中的比较部件的输出、以及第2比较动作中的比较部件的输出，判定所述大小关系。
3.根据权利要求2所述的半导体泄漏电流检测器，其特征在于通过所述第2比较动作中从放电经过规定时间时比较部件的输出未反转或反转，来判定所述大小关系，所述规定时间相当于第1比较动作中至所述比较部件的输出反转为止的时间。
4.根据权利要求3所述的半导体泄漏电流检测器，其特征在于所述比较部件是周期性地采样比较的比较器，所述规定时间是第1比较动作中从放电至所述比较器的输出即将反转之前的采样为止的时间，若所述第2比较动作中从放电经过所述规定时间时所述比较器输出反转，则所述半导体泄漏电流检测器判定为被测定电流比参考电流大。
5.根据权利要求3所述的半导体泄漏电流检测器，其特征在于所述比较部件是周期性地采样比较的比较器，所述规定时间是第1比较动作中从放电至所述比较器的输出刚反转之后的采样为止的时间，若所述第2比较动作中从放电经过所述规定时间时所述比较器输出未反转，则所述半导体泄漏电流检测器判定为被测定电流比参考电流小。
6.根据权利要求3所述的半导体泄漏电流检测器，其特征在于所述规定时间相当于第1比较动作中从放电至所述比较器的输出反转为止的时间的n倍，若所述第2比较动作中从放电经过所述规定时间时所述比较器输出反转，则所述半导体泄漏电流检测器判定为被测定电流比参考电流的1/n倍大。
7.根据权利要求2所述的半导体泄漏电流检测器，其特征在于半导体泄漏电流检测器在参考电流侧与第2模拟开关之间还具备相当于被测定电流侧的电容的补偿电容部。
8.根据权利要求7所述的半导体泄漏电流检测器，其特征在于所述补偿电容部包含利用制造时是否连接在布线层上来确定电容值的金属选择部、以及利用外部控制信号的选择来确定电容值的控制选择部之中的至少一个。
9.根据权利要求2所述的半导体泄漏电流检测器，其特征在于在所述第1比较动作中，将第1和第2模拟开关变为导通状态，利用参考电流同时充电被测定电流侧的漂移电容与所述积分电容元件。
10.根据权利要求2所述的半导体泄漏电流检测器，其特征在于所述积分电容元件是蓄积型的MOS电容。
11.根据权利要求10所述的半导体泄漏电流检测器，其特征在于所述积分电容元件是蓄积型的P沟道型MOS电容。
12.根据权利要求2所述的半导体泄漏电流检测器，其特征在于半导体泄漏电流检测器还具备连接于所述比较部件的参考电压输入线与地线之间的、阻尼电容元件和阻尼电阻元件中的至少一个。
13.根据权利要求2所述的半导体泄漏电流检测器，其特征在于半导体泄漏电流检测器还具备输出所述参考电流的电流反射镜电路，将所述电流反射镜电路的输出连接于所述第1模拟开关，将所述电流反射镜电路的输入连接于外部焊盘。
14.根据权利要求2所述的半导体泄漏电流检测器，其特征在于半导体泄漏电流检测器还具备输出所述参考电流的电流反射镜电路，将所述电流反射镜电路的输出连接于所述第1模拟开关，将所述电流反射镜电路的输入连接于电流源。
15.根据权利要求13所述的半导体泄漏电流检测器，其特征在于所述电流反射镜电路具备电源电压降压部件、电流反射镜连接晶体管部、第3模拟开关与第4模拟开关，经所述电源电压降压部件将电源电压提供给所述电流反射镜连接晶体管部，将所述电流反射镜连接晶体管部的输出连接于所述第1模拟开关，将所述电流反射镜连接晶体管部的输入经所述第3模拟开关连接于所述外部焊盘，并经所述第4模拟开关连接于电源。
16.根据权利要求15所述的半导体泄漏电流检测器，其特征在于电流反射镜连接晶体管部由1级被连接成电流反射镜的晶体管对构成。
17.根据权利要求2所述的半导体泄漏电流检测器，其特征在于所述半导体泄漏电流检测器还具备计测距放电的经过时间的计时器；用于存储所述规定时间的存储器；和控制所述第1和第2比较动作的控制部件；当第1比较动作中所述比较部件的输出反转时，所述控制部件将由计时器计测的经过时间作为所述规定时间，存储在存储器中，在所述第2比较动作中，由计时器计测的经过时间到达存储在所述存储器中的规定时间时，根据所述比较部件的输出，判定参考电流与被测定电流的大小关系。
18.根据权利要求17所述的半导体泄漏电流检测器，其特征在于所述半导体泄漏电流检测器还具备发生所述参考电压的参考电压源。
19.根据权利要求17所述的半导体泄漏电流检测器，其特征在于所述半导体泄漏电流检测器还具备保持微调数据的参考寄存器；发生对应于所述微调数据的恒定电压的参考电压源；第1电压分压电路，对来自所述参考电压源的恒定电压进行分压，将分压后的恒定电压作为所述参考电压，输出到比较部件；和模拟复用器，有选择地将所述积分电容元件和外部焊盘的一方连接到比较部件的积分电压输入上；所述控制部件控制所述比较部件以比较经模拟复用器从外部焊盘输入的信号与所述参考电压，根据该比较结果，更新所述参考寄存器的微调数据。
20.根据权利要求19所述的半导体泄漏电流检测器，其特征在于所述半导体泄漏电流检测器还具备第2电压分压电路，该第2电压分压电路插入于所述外部焊盘与模拟复用器之间，布局构成与第1电压分压电路相同。
21.根据权利要求19所述的半导体泄漏电流检测器，其特征在于所述模拟复用器由插入所述外部焊盘与所述比较部件的积分电压输入之间的模拟开关构成。
22.根据权利要求19所述的半导体泄漏电流检测器，其特征在于所述半导体泄漏电流检测器还具备更换比较部件的2个输入的反转模拟复用器，所述控制部件在所述反转模拟复用器的更换前与更换后，控制所述比较部件以比较经模拟复用器从外部焊盘输入的信号与所述参考电压，根据该比较结果，更新所述参考寄存器的微调数据。
23.根据权利要求1所述的半导体泄漏电流检测器，其特征在于所述被测定电流是存储器单元晶体管的源极侧电流。
24.一种半导体集成电路，其特征在于具备权利要求2所述的半导体泄漏电流检测器。
25.根据权利要求24所述的半导体集成电路，其特征在于，所述半导体集成电路还具备外部模拟输入输出焊盘；发生所述参考电压的参考电压源；和将半导体集成电路的内部信号线排他地连接于所述外部模拟输入输出焊盘的模拟复用器；所述内部信号线包含来自所述参考电压源的参考电压线、被测定电流的被测定电流线、所述半导体泄漏电流检测器的参考电流线、其它信号线中的至少一个。
26.根据权利要求24所述的半导体集成电路，其特征在于所述半导体集成电路还具备计测距放电的经过时间的计时器；用于存储所述规定时间的存储器；和控制所述第1和第2比较动作的控制部件；当第1比较动作中所述比较部件的输出反转时，所述控制部件将由计时器计测的经过时间作为所述规定时间，存储在存储器中，在所述第2比较动作中，由计时器计测的经过时间到达存储在所述存储器中的规定时间时，根据所述比较部件的输出，判定参考电流与被测定电流的大小关系。
27.根据权利要求26所述的半导体集成电路，其特征在于所述控制部件由CPU与时钟发生电路构成，所述存储器存储所述CPU的程序代码和数据。
28.根据权利要求26所述的半导体集成电路，其特征在于在所述半导体集成电路中具备发生对应于电压数据的恒定电压的参考电压源；分压电路，对来自所述参考电压源的恒定电压进行分压，将分压后的恒定电压作为所述参考电压，输出到比较部件；振荡动作时钟信号的振荡器；和保持微调用的设定数据的保持部件；所述保持部件具备保持用于设定所述参考电压源的电压的电压数据的第1寄存器、保持用于设定所述分压电路的分压比的数据的第2寄存器、保持用于设定所述积分电容元件的电容值的数据的第3寄存器、保持用于设定所述计时器的级数的数据的第4寄存器、以及保持用于设定所述振荡器的振荡频率的数据的第5寄存器中的至少一个，所述控制部件对应于被测定电流地更新保持部件的设定数据。
29.根据权利要求26所述的半导体集成电路，其特征在于所述半导体集成电路还具备保持微调数据的参考电压寄存器；发生对应于所述微调数据的恒定电压的参考电压源；第1分压电路，对来自所述参考电压源的恒定电压进行分压，将分压后的恒定电压作为所述参考电压，输出到比较部件；和模拟复用器，有选择地将所述积分电容元件和外部焊盘的一方连接到比较部件的积分电压输入上；所述控制部件控制所述比较部件以比较经模拟复用器从外部焊盘输入的信号与所述参考电压，根据该比较结果，更新所述参考电压寄存器的微调数据。
30.根据权利要求29所述的半导体集成电路，其特征在于所述半导体集成电路还具备第2分压电路，该第2分压电路插入于所述外部焊盘与模拟复用器之间，布局构成与第1分压电路相同。
31.根据权利要求29所述的半导体集成电路，其特征在于所述模拟复用器是插入对所述积分电容元件与比较部件的积分电压输入进行连接的布线、以及所述外部焊盘中的模拟开关。
32.根据权利要求29所述的半导体集成电路，其特征在于所述半导体集成电路还具备更换比较部件的2个输入的反转模拟复用器，所述控制部件在所述反转模拟复用器的更换前与更换后，控制所述比较部件以比较经模拟复用器从外部焊盘输入的信号与所述参考电压，根据该比较结果，更新所述参考电压寄存器的微调数据。
33.根据权利要求29所述的半导体集成电路，其特征在于所述半导体集成电路还具备位于参考电压源与第1分压电路之间的电压跟随器；旁路布线，使电压跟随器旁路；和开关电路，选择所述电压跟随器和旁路布线中的一方；所述开关电路至少在所述第1比较动作与第2比较动作中，选择所述电压跟随器。
34.根据权利要求24所述的半导体集成电路，其特征在于所述被测定电流是存储器单元晶体管的源极侧电流。
35.一种半导体集成电路的泄漏电流测定方法，该半导体集成电路具备第1模拟开关，使被测定电流导通或不导通；第2模拟开关，使参考电流导通或不导通；积分电容元件，连接于所述第1模拟开关和第2模拟开关，由所述被测定电流或所述参考电流充电；放电部件，使所述积分电容元件进行放电；和比较器，比较所述积分电容元件中产生的积分电压与参考电压；其特征在于具有校准步骤，比较放电后由参考电流产生在所述积分电容元件中的积分电压与所述参考电压；测试步骤，比较放电后由被测定电流产生在所述积分电容元件中的积分电压与所述参考电压；和判定步骤，根据两个比较结果，判定参考电流与被测定电流的大小关系。
36.根据权利要求35所述的泄漏电流测定方法，其特征在于在所述校准步骤中，测定从放电至比较器的输出反转为止的时间，在所述测试步骤中，在从放电经过所述时间的时刻，检查比较器的比较结果，在所述判定步骤中，对应于测试步骤中的所述比较结果是反转或未反转，判定所述大小关系。
37.根据权利要求35所述的半导体泄漏电流测定方法，其特征在于所述规定时间相当于所述校准步骤中从放电至所述比较器的输出反转为止的时间的n倍，在所述判定步骤中，若从放电经过所述n倍的时间时所述比较器输出反转，则判定为被测定电流比参考电流的1/n倍大。
38.根据权利要求36或37所述的泄漏电流测定方法，其特征在于所述半导体集成电路还具有输出所述参考电流的电流反射镜电路，将所述电流反射镜电路的输出连接于所述第1模拟开关，将所述电流反射镜电路的输入连接于外部焊盘，所述泄漏电流测定方法还具有参考电流接通步骤，从外部焊盘提供参考电流；和参考电流稳定化步骤，等待校准步骤的动作，直到由所述参考电流对外部焊盘的寄生电容进行充电，并变为恒定电流为止。
39.根据权利要求36或37所述的泄漏电流测定方法，其特征在于在所述校准步骤中，依次执行计时器/积分电容元件初始化步骤、计时器/积分开始步骤、比较器读出循环、计时器的计数值保存步骤，在计时器/积分电容元件初始化步骤中，执行计时器的初始化与积分电容元件的放电，在计时器/积分开始步骤中，开始计时器的计数，而且开始由参考电流充电积分电容元件，在比较器读出循环中，在计时器的计数和积分电容元件的充电中，周期性地读出比较器，当所述比较器判断为积分电压比参考电压大时，停止计时器，跳出循环，在计时器的计数值保存步骤中，保存跳出循环时的计时器的计数值，在所述测试步骤中，依次执行计时器加载/积分电容元件初始化步骤、计时器倒计数/积分开始步骤、计时器倒计数循环、比较器读出判定步骤，在计时器加载/积分电容元件初始化步骤中，执行所述计时器在计数值保存步骤中保存的计数值的加载、以及积分电容元件的放电，在计时器倒计数/积分开始步骤中，计时器倒计数开始，而且开始积分电容元件的充电，在计时器倒计数循环中，当正在执行倒计数与积分电容元件的充电动作时，若计时器的倒计数值变为规定值，则跳出循环，在比较器读出判定步骤中，执行被测定电流与参考电流的大小关系测试。
40.一种权利要求32所述的半导体集成电路中的参考电压微调方法，其特征在于依次执行目标电压接通步骤、第1中间值搜索步骤、比较器输入反转步骤、第2中间值搜索步骤、微调值平均化步骤，在目标电压接通步骤中，提供所述参考电压，在第1中间值搜索步骤中，求出作为比较器输出反转的边界值的微调中间值1，在比较器输入反转步骤中，利用反转模拟复用器来更换比较器的输入，在第2中间值搜索步骤中，求出作为比较器输出反转的边界值的微调中间值2，在微调平均化步骤中，将平均了所述微调中间值1与微调中间值2的微调值设为参考电压的微调结果。
41.根据权利要求40所述的参考电压微调方法，其特征在于在第1中间值搜索步骤中，依次执行微调初始值设定步骤、比较器读出步骤、微调循环，在微调初始值设定步骤中，对控制参考电压的输出电平的参考电压寄存器设定初始值，在比较器读出步骤中，读出比较器，并对与外部焊盘的电压成比例的外部电压和参考电压的大小关系进行比较，在微调循环中，当外部电压比参考电压小时，将所述参考电压寄存器的微调数据向高电压侧减1个步幅，重复比较器的读出动作直到外部电压变得比参考电压大为止，当外部电压比参考电压大时，将所述参考电压寄存器向高电压侧加1个步幅，重复比较器的读出动作直到外部电压比参考电压小为止，求出微调中间值1，在第2中间值搜索步骤中，除在微调初始值设定步骤中将所述微调中间值1设定给参考电压寄存器、以及在微调循环中输出微调中间值2之外，执行与上述第1中间值搜索步骤一样的处理。
全文摘要
本发明的半导体泄漏电流检测器具备第1模拟开关，使被测定电流导通或不导通；第2模拟开关，使参考电流导通或不导通；积分电容元件，连接于所述第1模拟开关和第2模拟开关，由所述被测定电流或所述参考电流充电；放电部件，使所述积分电容元件进行放电；和比较部件，将放电后由参考电流产生在所述积分电容元件中的积分电压、以及放电后由被测定电流产生在所述积分电容元件中的积分电压，分别与参考电压进行比较。
文档编号G11C16/34GK1988046SQ200610170140
公开日2007年6月27日 申请日期2006年12月22日 优先权日2005年12月22日
发明者富田泰弘, 小宫学, 诹访仁史, 森俊树 申请人:松下电器产业株式会社