基于注入高频脉振电压的永磁同步电机双闭环I/F控制方法与流程

本发明属于电机控制技术领域，具体涉及一种基于注入高频脉振电压的永磁同步电机双闭环i/f控制方法。

背景技术：

近年来，具有功率密度大、功率因数高、调速范围宽、动态响应快等优点的永磁同步电机，在电动汽车、大容量舰船电力推进系统等高性能交流传动领域中有着较为广泛的应用。

在大多数的控制系统中，转子位置信息和转子速度反馈一般是通过安装在永磁同步电机上的光电编码器或旋转变压器等机械传感器进行同步高精度地检测。可见，由这类机械传感器检测所需数据再反馈给控制环路的方法，在一定程度上使得控制系统稳定且高效地运行；然而，机械传感器的安装同时也带来了诸多问题：需安装及维护，提高了控制系统的成本；增加了控制系统的接线，降低了系统的抗干扰能力；增加了电机本体的体积和转动惯量，降低了电机本体的功率密度；易受温度与电磁噪声影响，系统稳定性不足。这些问题的存在，限制了永磁同步电机在更多场合的应用与发展。

为了解决机械编码器所带来的一系列问题，低成本、高可靠性的永磁同步电机无位置传感器控制方法也随之应运而生，如利用电流闭环的i/f控制方法、利用电机饱和凸极特性获取转子位置信息的高频脉振电压注入法等。

传统的i/f控制是一种转速开环、电流闭环的控制方法，其主要思想为通过电流闭环来保持调速过程的电流稳定，该方法不依赖于电机参数，算法简单，电机启动过程中无过冲电流，但其本质为开环控制，给定电流幅值和频率不能调节，存在电机运行效率低且易失步的缺点。图1是传统开环i/f控制方法的系统框图，其中γδ为虚拟转子同步轴系，虚拟转子电角度是由斜坡函数产生的虚拟转子电角速度经积分环节得到，作为坐标变换的输入电角度，将转速由0牵引至给定值；uγ、uδ为虚拟轴系电压控制量，iγ、iδ为虚拟轴系电流反馈量，给定虚拟γ轴电流给定虚拟δ轴电流为预设值；具体控制过程为：通过对永磁同步电机三相电流进行采样，再经过clarke变换和park变换将三相电流变换至虚拟γδ轴系上，分别与给定虚拟γ轴电流和给定虚拟δ轴电流做比较，其比较值通过pi控制器产生对应的虚拟轴系电压控制量，接着进行反park变换至αβ两相静止坐标轴系，通过svpwm实现对三相逆变器开关状态的控制，从而达到了永磁同步电机在开环状态下的i/f控制目的。

传统的高频脉振电压注入法在电机的同步旋转轴坐标系的直轴或交轴中注入高频脉振电压信号，该电压激励产生的高频电流信号使得电机主磁路饱和，导致直轴电感的减小，从而电机表现出直轴电感小于交轴电感的饱和凸极效应，继而对高频电流信号进行处理，即可得到转子位置信息；该方法能较好的估测电机转子位置信息，但所使用的转子位置估计器大多为存在相位滞后问题的锁相环或者为存在过于依赖电机参数问题的龙贝格观测器。图2是传统高频脉振电压注入法的系统框图，在虚拟γ轴中注入高频脉振电压信号uhcosωht，通过对三相电流的实时采样并进行坐标变换得到虚拟δ轴电流信号，对该信号进行信号处理，再进行转子位置估计即可得到所需的位置信息，继而对永磁同步电机实现转速、电流双闭环控制。

技术实现要素：

鉴于上述，本发明提供了一种基于注入高频脉振电压的永磁同步电机双闭环i/f控制方法，通过分别对虚拟δ轴给定电流幅值的闭环调节和电角速度的补偿，可使得电机系统运行在id＝0的状态，提高了电机带载能力和抗负载扰动能力。

一种基于注入高频脉振电压的永磁同步电机双闭环i/f控制方法，包括如下步骤：

(1)将高频脉振电压信号注入至虚拟γδ轴坐标系中，利用电流传感器采集电机的三相定子电流ia～ic，并通过坐标变换(利用前一周期的电角度)得到三相定子电流ia～ic在虚拟γδ轴坐标系下的γ轴电流分量iγ和δ轴电流分量iδ；

(2)通过对δ轴分量iδ进行信号处理，得到含有实际dq轴坐标系与虚拟γδ轴坐标系之间位置夹角信息的信号x；

(3)通过对信号x进行闭环控制计算出δ轴电流幅值

(4)通过对iγ和iδ进行闭环控制计算出γ轴电压指令uγ和δ轴电压指令uδ；

(5)利用信号x对给定的电流电角速度进行补偿得到虚拟γδ轴坐标系的电角度

(6)利用电角度对和进行坐标变换得到静止αβ轴坐标系下的α轴电压指令uα和β轴电压指令uβ，和对应为uγ和uδ叠加高频脉振电压信号后的电压指令；进而通过svpwm(空间矢量脉宽调制)技术构造得到一组pwm信号以对电机逆变器中的功率开关器件进行控制。

进一步地，所述步骤(1)中高频脉振电压信号在虚拟γδ轴坐标系下的γ轴电压分量为正弦波、方波或三角波，δ轴电压分量为0。

进一步地，所述步骤(2)中对δ轴分量iδ进行信号处理的具体实现方法如下：

若高频脉振电压信号在虚拟γδ轴坐标系下的γ轴电压分量为正弦波，则先对δ轴电流分量iδ进行带通滤波滤除其中的基频成分以及开关引起的高次谐波，从而获得δ轴高频电流分量，进而将该δ轴高频电流分量与给定的高频正弦信号(其频率与高频脉振电压信号的频率相同)相乘并将结果通过低通滤波后即得到信号x；

若高频脉振电压信号在虚拟γδ轴坐标系下的γ轴电压分量为方波，则通过以下公式计算得到信号x；

其中：iδ(k-1)和iδ(k)对应为第k-1周期和第k周期三相定子电流ia～ic在虚拟γδ轴坐标系下的δ轴电流分量，k为大于1的自然数；

若高频脉振电压信号在虚拟γδ轴坐标系下的γ轴电压分量为三角波，则先对δ轴电流分量iδ进行带通滤波滤除其中的基频成分以及开关引起的高次谐波，从而获得δ轴高频电流分量，进而将该δ轴高频电流分量与给定的高频方波信号(其频率与高频脉振电压信号的频率相同)相乘后即得到信号x。

进一步地，所述步骤(3)的具体实现过程为：首先使信号x与给定夹角值作比较，然后将的比较结果输入至pi(比例-积分)控制器中进行调节得到δ轴参考电流值iδref，最后使iδref与初始δ轴给定电流相加即得到δ轴电流幅值其中给定夹角值

进一步地，所述步骤(4)的具体实现过程为：首先分别对iγ和iδ进行低通滤波，然后使以及的结果分别输入至pi控制器中进行调节，即得到对应的γ轴电压指令uγ和δ轴电压指令uδ，其中i'γ和i'δ对应为iγ和iδ低通滤波后的结果，为初始γ轴给定电流且

进一步地，所述步骤(5)的具体实现过程为：首先对信号x进行比例调节后的结果与给定的电流电角速度相加，进而对相加的结果进行积分即得到虚拟γδ轴坐标系的电角度

基于上述技术方案，本发明具有以下有益技术效果：

1.本发明通过对虚拟δ轴给定电流幅值的闭环调节，可使永磁同步电机运行在id＝0的状态，相较于传统的i/f控制方法而言，拓宽了永磁同步电机的稳定运行转矩角区域，提高了i/f控制效率。

2.本发明通过对虚拟δ轴给定电流电角速度的补偿，相较于传统的i/f控制方法而言，提高了电机的带载能力和抗负载扰动能力。

3.本发明通过注入高频脉振电压信号对永磁同步电机进行双闭环控制，相较于传统的高频脉振电压信号注入法而言，简化了算法，去除了转子位置估计器的使用，避免了其所带来的相位滞后或依赖参数的问题。

附图说明

图1为传统开环i/f控制方法的系统框图。

图2为传统高频脉振电压注入法的系统框图。

图3为本发明基于注入高频脉振电压双闭环i/f控制方法的系统框图。

图4(a)为传统开环i/f控制方法与本发明基于注入高频脉振电压双闭环i/f控制方法下轻载起动过程中的转速波形图。

图4(b)为传统开环i/f控制方法下轻载起动过程中的虚拟δ轴给定电流值位置夹角θerr和a相反馈电流值ia波形图。

图4(c)为本发明基于注入高频脉振电压双闭环i/f控制方法下轻载起动过程中的虚拟δ轴给定电流值位置夹角θerr和a相反馈电流值ia波形图。

图5(a)为传统开环i/f控制方法下重载起动过程中的转速、位置夹角θerr、虚拟δ轴给定电流值和a相反馈电流值ia波形图。

图5(b)为只有位置夹角闭环无给定电流电角速度补偿下重载起动过程中的转速、位置夹角θerr、虚拟δ轴给定电流值和a相反馈电流值ia波形图。

图5(c)为本发明基于注入高频脉振电压双闭环i/f控制方法下重载起动过程中的转速、位置夹角θerr、虚拟δ轴给定电流值和a相反馈电流值ia波形图。

图6(a)为传统开环i/f控制方法下突加负载过程中的转速和a相反馈电流值ia波形图。

图6(b)为只有位置夹角闭环无给定电流电角速度补偿下突加负载过程中的转速和a相反馈电流值ia波形图。

图6(c)为本发明基于注入高频脉振电压双闭环i/f控制方法下突加负载过程中的转速、位置夹角θerr、虚拟δ轴给定电流值和a相反馈电流值ia波形图。

图6(d)为本发明基于注入高频脉振电压双闭环i/f控制方法下突减负载过程中的转速、位置夹角θerr、虚拟δ轴给定电流值和a相反馈电流值ia波形图。

图7为本发明基于dsp可变导通周期电机控制系统的结构框图。

图8为传统开环i/f控制方法在初始阶段和稳态运行阶段的相位关系示意图。

图9为本发明基于注入高频脉振电压双闭环i/f控制方法在初始阶段和稳态运行阶段的相位关系示意图。

图10为本发明基于注入高频脉振电压双闭环i/f控制方法在稳态运行阶段和突加负载阶段中给定电流电角速度补偿的相位关系示意图。

具体实施方式

为了更为具体地描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明的技术方案进行详细说明。

本发明基于注入高频脉振电压的永磁同步电机双闭环i/f控制方法，具体步骤如下：

(1)给定转子电角度生成：虚拟转子电角度是由斜坡函数产生的虚拟转子电角速度经积分环节得到，作为坐标变换的输入电角度。

(2)采样定子两相电流：dsp的ad模块采样电机定子绕组b相和c相电流，通过clarke变换至αβ静止轴系，再通过park变换至虚拟γδ轴系。

(3)加入电流闭环：给定虚拟γ轴电流给定虚拟δ轴电流为预设值，将上述经过坐标变换得到的虚拟γδ轴系电流信号作为电流反馈，调节电流pi控制器的比例积分参数，输出虚拟γδ轴系电压指令，通过svpwm实现对三相逆变器开关状态的控制，实现电机电流闭环控制，使得电机定子实际电流在电流参考值附近波动。

(4)注入高频脉振电压：在虚拟γ轴上注入高频脉振正弦波电压信号uhcosωht，叠加至虚拟γ轴电压指令，同时对虚拟γδ轴系电流信号做低通滤波处理。

(5)电流信号处理：采样得到的虚拟δ轴iδ，通过带通滤波器bpf滤除其中的基频分量以及开关引起的高次谐波分量，获得虚拟δ轴电流高频分量iδh，再将其与高频正弦信号sinωht相乘得iδhsinωht，通过低通滤波器lpf得到含有夹角θerr的信号ksin2θerr。

(6)给定电流幅值闭环：给定位置夹角0为参考值，将上述电流信号处理得来的ksin2θerr作为反馈，调节位置夹角pi控制器使其输出叠加至给定虚拟δ轴电流作为虚拟δ轴给定电流指令。调节给定电流幅值环比例积分参数，并适当调节电流环的比例积分参数，使得电机稳定运行。

(7)给定电流电角速度补偿：将上述电流信号处理得来的ksin2θerr乘以大于0的可调参数kω，叠加至给定虚拟转子电角速度再通过积分环节得到虚拟转子电角度调节位置夹角pi控制器和电流pi控制器的比例积分参数，使得电机最终能稳定运行。

如图3所示，本发明将高频脉振信号注入到i/f控制方法之中，采样得到的虚拟δ轴iδ，通过带通滤波器bpf滤除其中的基频分量以及开关引起的高次谐波分量，获得虚拟δ轴电流高频分量iδh，再将其与高频正弦信号sinωht相乘得iδhsinωht，通过低通滤波器lpf得到含有夹角θerr的信号，再利用该信号构建了虚拟δ轴给定电流幅值以及其电角速度大小的实时反馈调节系统。相比于传统的高频脉振电压注入法，本发明简化了算法，去除了转子位置估计器的使用，避免了其所带来的相位滞后或过于依赖电机参数的问题。

图4(a)是传统的开环i/f控制方法与本发明基于注入高频脉振电压的双闭环i/f控制方法下的轻载起动过程中的转速波形图；永磁同步电机分别在开环i/f控制和双闭环i/f控制方法下由转速0r/min到300r/min的转速波形，负载转矩由0n·m增加至0.9n·m。由图4(a)可见，两种控制方式下，电机转速都能跟踪给定的转速曲线，且波形较为平稳。

图4(b)为传统开环i/f控制方法下的轻载起动过程中的虚拟δ轴给定电流值位置夹角θerr、a相反馈电流值ia的波形图；开环i/f控制下带载电机由转速0r/min到300r/min的运行过程中，虚拟δ轴给定电流值维持2a不变，位置夹角θerr由90°减小至30°，且a相反馈电流值ia维持在-2a至2a之间；稳态运行时，由于虚拟δ轴给定电流幅值无法根据转矩变化进行动态的调节，电机的转矩角θ约为60°，电机的实际运行效率并不高。

图4(c)为本发明基于注入高频脉振电压的双闭环i/f控制方法下的轻载起动过程中的虚拟δ轴给定电流值位置夹角θerr、a相反馈电流值ia的波形图；该控制方法下相同的带载电机由转速0r/min到300r/min的运行过程中，虚拟δ轴给定电流值由初始给定电流值2a逐渐收敛至1.65a，位置夹角θerr由初始定位的90°较为平缓的收敛至0°，并且a相反馈电流值ia区间相比开环i/f控制有所减小，电流利用率相比开环i/f控制有了明显的提高，永磁同步电机稳态运行在转矩角θ为90°的状态，即id＝0的状态。

图5(a)为传统的开环i/f控制方法下的重载起动过程中的转速、位置夹角θerr、虚拟δ轴给定电流值a相反馈电流值ia的波形图；在该方法下，控制系统所给定的初始电流幅值为5a，但由于不能对给定电流幅值进行调节，永磁同步电机最大能输出的电磁转矩约为2.74n·m，小于负载转矩3.3n·m，可见无法带动负载转矩，重载起动失败。

图5(b)为只有位置夹角闭环无给定电流电角速度补偿下的重载起动过程中的转速、位置夹角θerr、虚拟δ轴给定电流值a相反馈电流值ia的波形图；在该控制方法下，初始给定电流幅值仍为5a，虽然能对给定电流幅值调节，但由于给定电流电角度无法控制在某一区域内，电流调节速度跟不上位置夹角θerr的变化，永磁同步电机出现失步状态，重载起动失败。

图5(c)为本发明基于注入高频脉振电压的双闭环i/f控制方法下的重载起动过程中的转速、位置夹角θerr、虚拟δ轴给定电流值a相反馈电流值ia的波形图；在该控制方法下，永磁同步电机在开始阶段由于初始给定电流幅值为5a，所对应的最大输出电磁转矩仍为2.74n·m，电机无法正常起动，维持转速0r/min，但由于给定电流幅值闭环的作用，永磁同步电机自主调节给定电流幅值，增大了系统能输出的最大电磁转矩值；不同于只有位置夹角闭环无给定电流电角速度补偿的控制方法，由于该方法对给定电流的电角速度进行了补偿，将轴系夹角θerr控制在包含0°在内的小范围区域，即此时的虚拟轴系与实际轴系基本重合，电机未失步，待给定电流幅值增大到可以输出3.3n·m的电磁转矩时，电机顺利起动；因此本发明改良了传统方法，增强了系统的带载能力。

图6(a)为传统的开环i/f控制方法，图6(b)为只有位置夹角闭环无给定电流电角速度补偿下的突加负载过程中的转速、a相反馈电流值ia的波形图；带载0.9n·m的电机于3s突加0.5n·m负载的转速和电流波形，在开环以及只有位置夹角闭环的状态下，若突加负载，电机将进入失步状态，可见在这两种方法下，电机的抗负载扰动能力不强。

图6(c)为本发明基于注入高频脉振电压的双闭环i/f控制方法下的突加负载过程中的转速、位置夹角θerr、虚拟δ轴给定电流值a相反馈电流值ia的波形图；带载0.9n·m的电机在3s时同样也突加0.5n·m负载，由于负载转矩增大，电机转速有所减小，此时经由电角速度补偿的作用，虚拟轴系转速也减小，将夹角θerr控制在-20°以内；δ轴给定电流值通过pi控制器调节至2.6a，根据功角特性，夹角θerr重新收敛在0°，夹角波动约为±5°，转速稳定在300r/min，转速波动约为±2r/min。

图6(d)为本发明基于注入高频脉振电压的双闭环i/f控制方法下的突减负载过程中的转速、位置夹角θerr、虚拟δ轴给定电流值a相反馈电流值ia的波形图；带载1.4n·m的电机在3s时突减至初始0.9n·m的负载转矩，由于负载转矩减小，电机转速有所上升，电角速度的补偿使得虚拟轴系转速也上升，控制夹角θerr在15°以内；δ轴给定电流值通过pi控制器调节重新降回1.65a，根据功角特性，夹角θerr收敛至0°，夹角波动约为±5°，转速稳定在300r/min，转速波动约为±2r/min；由此可见，该方法可根据负载的变化对给定电流幅值和电角速度进行动态地闭环调节，以保持电机运行在id＝0状态，且具有较强的鲁棒性。

本实施方案的控制对象为永磁同步电机，系统包括直流电源、功率驱动板(三相逆变器)以及控制板(本实例采用的控制芯片是ti公司piccolo系列的tms320f28035dsp)，其中直流电源通过三相逆变器将直流电转换为交流电后供给电机定子三相绕组，控制板负责处理采集定子三相电流并发送相应的控制信号给三相逆变器的驱动器，功率驱动板则用于驱动电机旋转。

如图7所示，本实施方式的控制系统包括电流传感器、电流滤波电路、电流采样单元、电流信号处理单元、虚拟δ轴给定电流幅值计算单元、虚拟δ轴给定电流电角速度补偿单元、电压指令信号生成单元及svpwm单元，其中电流采样单元、电流信号处理单元、虚拟δ轴给定电流幅值计算单元、虚拟δ轴给定电流电角速度补偿单元、电压指令信号生成单元及svpwm单元均是通过dsp软件编程实现，其中：

本实例中的电流传感器采用的是allegro公司acs712系列的产品，并根据电机额定电流选择量程为20a的电流传感器，通过串联在电机定子绕组b、c两相的两个电流传感器测量定子电流。

电流采样单元采用dsp内的ad模块采样电机定子绕组b、c两相电流值并将其转换为数字量以用于dsp内部计算。

永磁同步电机有着“转矩-功角自平衡”的特性，具备了一定的抗负载扰动能力。虚拟δ轴电流iδ在转子q轴上的分量iδsinθ，决定了电机输出电磁转矩的大小。以电机正转为例进行分析，当电机稳态运行时，输出的电磁转矩与负载转矩平衡，虚拟轴系与实际轴系的位置夹角θerr不变，转矩角θ不变，若电机出现负载扰动，负载转矩增大，则实际轴系的电角速度减小，位置夹角θerr减小，转矩角θ增大，在实际q轴上的分量iδsinθ增大，输出的电磁转矩增大，使得电机在新的状态下维持了转矩平衡；若电机负载转矩减小，则实际轴系的电角速度增大，位置夹角θerr增大，转矩角θ减小，在实际q轴上的分量iδsinθ减小，输出的电磁转矩减小，同样在新的状态下也维持了电机的转矩平衡。保持iδ不变，增大负载转矩，转矩角θ随之增大，当θ＝π/2时，q轴分量iδsinθ达到最大，即输出电磁转矩达到可调节的最大值，若此时负载转矩再增大，则电机输出的电磁转矩无法与之平衡，电机将进入失步状态。为了防止电机出现失步的情况，通常虚拟δ轴给定电流值都较大，使得位置夹角θerr留有一定的裕度，图8为传统的开环i/f控制方法的初始阶段和运行阶段的相位关系示意图。

本发明控制方法可使得永磁同步电机运行在id＝0状态，即位置夹角θerr为0，

图9为本发明基于注入高频脉振电压的双闭环i/f控制方法的初始阶段和运行阶段的相位关系示意图。

传统的开环i/f控制方法中给定电流的电角速度是根据斜坡函数给定的，未加任何补偿与反馈，若电机稳态运行过程中出现负载扰动，实际轴系的转速改变，而虚拟轴系仍按照给定转速运行，则转子轴系夹角θerr产生明显的改变，甚至会造成电机失步；为了进一步提高电机的抗负载扰动能力，根据负载变化对给定电流电角速度进行实时闭环补偿。

图10为本发明基于注入高频脉振电压的双闭环i/f控制方法中给定电流电角速度补偿的相位关系示意图；在电机稳态运行时，实际轴系与虚拟轴系相重合，位置夹角θerr为0，对应的kωksin2θerr也为0，实际轴系与虚拟轴系的转速相等，若电机出现负载扰动，负载转矩加大，实际轴系转速减小，则虚拟轴系将超前于实际轴系，位置夹角θerr小于0，kωksin2θerr也小于0；此时，减小，虚拟轴系转速下降，使得位置夹角θerr不会产生过大的改变，防止了电机失步。经过给定电流幅值闭环的动态调节，虚拟轴系与实际轴系相重合，位置夹角θerr重新收敛为0，给定电流电角速度补偿值等于给定电角速度电机运行于原稳态；同样地，电机负载转矩减小的过程，也可类推得到。

上述对实施例的描述是为便于本技术领域的普通技术人员能理解和应用本发明。熟悉本领域技术的人员显然可以容易地对上述实施例做出各种修改，并把在此说明的一般原理应用到其他实施例中而不必经过创造性的劳动。因此，本发明不限于上述实施例，本领域技术人员根据本发明的揭示，对于本发明做出的改进和修改都应该在本发明的保护范围之内。