双残余流水线型ad转换器的制作方法

专利名称：双残余流水线型ad转换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种用于将模拟输入信号转换成数字输出信号的双残余(residue)流水线型AD转换器，所述转换器包括级联的双残余转换器级，所述级的第一级包括用于接收模拟输入信号的装置、用于从所述模拟输入信号得到一个或多个数字位的装置以及用于产生第一和第二残余信号的装置，所述残余信号代表在所述第一级的AD转换之后留下的量子误差，级联的双残余转换器级中的后面每一级都包括用于接收由级联中的前一级产生的第一和第二残余信号的装置、用于从所述接收到的第一和第二残余信号得到一个或多个另外的数字位的装置，并且除了级联中的最后一级以外的所述以下级中的每一级都包括产生第一和第二残余信号的装置，所述第一和第二残余信号代表在该级的AD转换之后留下的量子误差。这种双残余流水线型AD转换器可从Mangelsdorf等人在1993年2月24日的1993IEEE国际固态电路会议上发表的论文“A Two Residue Architecture forMultistage ADC’s”中获知。
单残余流水线型AD转换器包括多个级联级，这些级联级中的每个级只计算所想要的总的数字字的一部分(k个)位。为此，该级包含k位AD转换器，该k位AD转换器将模拟输入与至少一个参考电压进行比较，并输出通过这个比较得到的k位数字信号。接着，推导出残余信号。这种推导可以认为是将AD转换器的k位数字输出应用于提供这k位信号的模拟表示法的DAC，并产生模拟输入和这k位信号的模拟表示法之间的差值。这个差值是应用于级联的下一级以得到数字词的下一位(下面多个位)的量子误差或残余数。这种单残余流水线型AD转换器的主要缺陷是在施加于级联的下一级之前，残余信号必须被放大一定倍数，这个倍数非常接近于2k。这不仅是为了最佳地使用下一级的动态范围，而且更重要的是为了能够将得到的参考电压用于级联的所有级中的残余信号的数字化。
当不仅放大残余数而且以相同放大倍数放大参考电平时，可以解决这个问题，例如参见美国专利5739781。结果是增益因子的数值不再是关键的因素，因为现在级间放大的任务只是使残余信号适应于该流水线中的下一级的动态范围。与残余信号同时地放大参考电平的等效方式是处理和放大两个残余信号。这些残余信号之一代表模拟输入信号和该输入信号以下的最接近的参考电平之间的距离，而另一残余信号代表模拟输入信号和该输入信号之上的最接近参考电平之间的距离。这种AD转换器公知为“双残余流水线型AD转换器”。
现有技术的双残余流水线型AD转换器通常和电阻分压器一起工作。本发明提供一种双残余流水线型AD转换器，其具有现有技术转换器的优点并以减少的功率工作，因此根据本发明的双残余流水线型AD转换器的特征在于除了最后一级以外，双残余流水线型AD转换器的每一级都包括用于产生第一和第二残余信号的开关电容器装置。
可以看到，在单残余流水线型AD转换器中使用开关电容器这一技术本身在本领域是公知的。在这些现有技术的转换器中，为了没有线性的问题，级间增益应该理想地精确等于2。在这些转换器中，级间增益由不同电容器的电容器比来确定，因此取决于用作这些级中的放大元件的运算放大器的寄生电容。在实践中，以各种方式来着手解决不够准确的级间放大倍数的问题。一种方式是校准误差并且使用校准结果来弥补误差的作用。例如在“IEEE Journal of Solid StateCircuits，Vol.33，No12，1998年12月，第1898-1903页”中，建议通过在初始供电(power up)周期期间进行校准来校准由于有限的运放-增益引起的电容器失配和误差，然后在与模拟流水线同步工作的双数字流水线中完成校正。在“IEEE Journal of Solid State Circuits，Vol.33，No12，1998年12月，第1920-1931页”中，流水线级依次用预校正的额外级来代替，然后被校正并且被放回到它们的原始位置。在“2001 International Solid State Circuits Conference/Session 8，Digest ofTechnical Papers，pp.136-137，439-440”中，使各个级的电容器改变位置以便通过求平均来使误差最小。在“IEEE Journal of Solid StateCircuits，Vol.36，No12，2001年12月，第1931-1936页”中，建议使用更复杂的技术，如双poly来增加部件的精度。显然，这后一种方案使转换器更昂贵，并且当转换器应该作为通常用标准工艺技术来实现的大规模集成电路的一部分时尤其不合适。
在根据本发明的流水线型AD转换器中，转换器的线性不再由输入和输出电容器的比率，即不同电容器的比率来确定，而只是由一级内的增益系数的匹配，即由该级内的相似电容器的匹配来确定。这个要求通常在单片集成电路技术中很容易满足，而不需要校准或者使用更昂贵的IC工艺技术。
在开关电容器结构中，在第一时钟相位期间，一个或多个电容器可以连接到输入端，随后，这些电容器在第二时钟相位期间可以被切换到输出端。在根据本发明的双残余发生器中，残余信号的增益精确地等于2不再是关键问题，而重要的是两个残余信号的增益彼此相等。为了便于这种彼此增益相等，根据本发明的AD转换器的特征还在于除了最后一级以外，所述以下级中的每一级包括用于在采样阶段期间接收由前一级产生的第一和第二残余信号的输入电容器、用于在跟踪阶段(tracking phase)期间将所述输入电容器的电荷传输给第一和第二输出电容器的开关装置、以及用于分别从所述第一和第二输出电容器产生第一和第二残余信号的装置。
本发明的流水线型AD转换器的特征还在于所述开关装置被设置成在第一子范围模式下以大约2的增益因子将电荷从所述第一接收到的残余信号传输到所述第一输出电容器且分别以大约1的增益因子将电荷从所述第一和第二接收到的残余信号传输到所述第二输出电容器，并且在第二子范围模式下以大约2的增益因子将电荷从所述第二接收到的残余信号传输到所述第二输出电容器且分别以大约1的增益因子将电荷从所述第一和第二接收到的残余信号传输到所述第一输出电容器。利用这种设置，提供了一种简单且可靠的电路，用于从这两个输入残余信号来组合成这两个输出残余信号中的每一个残余信号。
如前面所述，级联中的每一级包括用于得到一个或多个位的比较器装置，所述一个或多个位用于构成AD转换器的数字输出字。比较器的判定点是非常关键的，尤其是在级联的较前面的级当中和/或在AD转换器必须产生例如12位或以上的高精度数字输出信号时。这种判定点容易被诸如比较器中的偏差等缺陷破坏。为了防止比较器输出的这种破坏，已经有人提出使用所谓的1，5位转换器级，其中关键的判定点被原始的子范围之间且部分地与原始的子范围重叠的第三子范围有效地代替。本发明的另一目的是提供一种这种1，5位转换器级的开关电容器的实施方式，因此根据本发明的AD转换器的特征还在于所述开关装置被附加地设置成在第三子范围模式下，分别以大约3/2和1/2的增益因子将电荷从所述第一和第二接收到的残余信号传输到所述第一输出电容器，并且分别以大约1/2和3/2的增益因子将电荷从所述第一和第二接收到的残余信号传输到所述第二输出电容器，其中所述第三子范围模式对称地位于所述第一和第二子范围模式之间。
本发明的另一方面是，为了产生每个残余信号，提供一个运算放大器，并且在跟踪阶段期间将每个输出电容器连接在所述运算放大器的输出端和反相输入端之间。利用这种设置，可以制成高速AD转换器，因为所有奇数级的采样阶段可以与所有偶数级的跟踪阶段同时发生。运算放大器输送的能量不仅用于将电荷从一级的输入电容器传输到输出电容器，而且还用于同时对下一级的输入电容器进行充电。通常，在流水线型AD转换器中使用运算放大器的缺点是，运算放大器完全解决并且完成从输入电容器到输出电容器的电荷传输需要相对长的时间段。这限制了转换器的转换速度。然而，在根据本发明的双残余开关电容器中，转换器级不需要达到它们的全增益，因此输出电容器不需要被完全充电，只要对于这两个残余信号的输出电容器来说不完全充电情况相似即可。这为增加转换速度提供了可能性，同时不存在使转换线性损失大的风险。
使用用于在输入和输出电容器之间传输电荷的运算放大器的缺点是通常在运算放大器中发生的DC偏置，尤其是由于在实践中不可能使各个运算放大器输入端的DC偏置彼此相等。本发明的再一目的是补偿运算放大器的偏置电压，因此根据本发明的AD转换器的特征在于每个输入电容器的一侧在采样阶段和跟踪阶段过程中都连接到所述反相输入端，并且在采样阶段过程中每个输出电容器被运算放大器的反相输入端的偏置电压充电。
根据本发明的双残余流水线型AD转换器的特征还在于开关电容器装置被设置成接收平衡的第一和第二残余信号并由此产生用于施加到级联中的下一级的平衡的第一和第二残余信号。平衡的双残余转换器级需要平衡的运算放大器以及是非平衡形式的两倍的电容器和开关。但是，其允许两倍大的输入信号摆幅，并且其操作受基板干扰甚至是谐波失真的影响的程度较小。
下面将参照附图介绍本发明。其中

图1是非平衡双残余流水线转换器的方框图2是在如图1所示的转换器的第一级中使用的双残余发生器的图1的流水线型AD转换器包括级联的转换器级S1......SN，它们中的每一级产生数字输出字中的一位(k＝1)。第一级S1产生最高有效位D1，第二级S2产生第二高有效位D2，等等，而最后一级SN产生最低有效位DN。
级S1接收模拟输入信号I以及代表输入信号可能在其间变化的极值的电压R1和R2。相等电阻器V1和W1的分压器得到这些极值的平均电压Z(Z＝(R1+R2)/2)，并且这个电压Z作为参考电压也被传输到下面的级。级S1还包括比较器G1，在该比较器中将输入信号I与参考电压Z进行比较，并且该比较器产生位D1。当输入信号I在Z之上，即在R1和R2之间的电压范围的上半部中时，这个位是1，而当输入信号在Z以下，即在这个电压范围的下半部中时，这个位D1为0。最后，级S1包含残余发生器H1，其接收输入信号I、位D1和参考电压R1、R2、Z，并且产生两个残余信号A1和B1。下面将参照图2解释这个残余发生器的结构和操作。
这两个残余信号A1和B1被施加到第二级S2。相等电阻器V2和W2的分压器得到这两个残余信号的平均值(A1+B1)/2，并且在比较器G2中将这个平均值与参考电压Z相比较。这个比较器产生第二位D2，当残余信号的平均值(A1+B1)/2在参考电压Z之下时，第二位D2为0，而当这个平均值在参考电压Z之上时，位D2是1。残余发生器H2接收这两个残余信号A1和B1以及Z参考电压，并且产生下一残余信号A2和B2。下面参照图3来说明残余发生器H2的结构和操作。
除了最后一级以外的其它级S3......SN-1在结构和操作上与级S2相同，并且所述其它级中的每一级都产生数字输出字中的另外一位和用于下一级的残余信号。
图2的双残余发生器包括运算放大器J1，该运算放大器具有反馈地设置在运算放大器的输出端和反相输入端之间的输出电容器C1’，以及连接到其非反相输入端的参考电压Z。输入电容器C1通过开关接收输入电压I和参考电压R1和Z。这些开关没有参考标记，而是用它们的开关阶段来表示。用表示的开关在时钟周期的采样阶段闭合，并在时钟周期的跟踪阶段打开。用表示的开关在跟踪阶段闭合，并在采样阶段打开。用D1表示的开关在跟踪阶段并只在位D1为“0”时闭合，而用D1表示的开关在跟踪阶段并只在位D1为“1”时闭合。因此，从图1可以看出，在采样阶段期间，输入电容器C1被加载到电压I-Z，并且输出电容器C1’在这个阶段被清空。在跟踪阶段并且如果位D1为“0”，则输入电容器的左手板连接到电压R1，而这个电容器的右手板连接到运算放大器J1的反相输入端。这个反相输入端通过这个放大器的反馈操作而保持在电压Z。因而，在采样阶段结束时为(I-Z)·C的输入电容器的电荷在跟踪阶段变为(R1-Z)C。差值(I-R1)·C被传输给输出电容，使得这个电容器两端的电压变为(I-R1)·C/C’，并且运算放大器J1的A1输出端上的电压变为A1＝Z+(I-R1)·C/C’。这里，C是输入电容器C1和其它输入电容器的电容。C’是输出电容器C1’和其它输出电容器的电容。如果位D1是“1”，采用类似的操作，除了在跟踪阶段期间，代替电压R1而将电压Z施加到输入电容器C1的左侧板。结果是现在残余信号A1变为A1＝Z+(I-Z)·C/C’。
双残余发生器H1还包括具有第二运算放大器J2、第二输出电容器C2’、和第二输入电容器C2的第二分支，用于产生残余信号B1。该第二分支与第一分支相同，除了以下不同之处代替电压R1和Z，现在在跟踪阶段并在位D1分别为“0”和“1”时，将电压Z和R2施加到输入电容器C2。结果是，对于第二残余信号B1来说，保持以下关系式如果D1＝0，则B1＝Z+(I-Z)·C/C’；如果D1＝1，则B1＝Z+(I-R2)·C/C’。
利用上述给定的四个关系式，在图4a和4b的箭头图中示出了输入信号I和两个残余信号A1和B1。这些图示出，对于在其范围R1＜I＜Z的下半部中的输入信号值和在其范围Z＜I＜R2的上半部中的输入信号值，这两个残余信号相同。这对于流水线型转换器级是必需的。
图1的流水线型转换器的第二级S2中的残余发生器H2必须从第一级产生的信号A1和B1计算两个残余信号A2和B2。图3所示的这个发生器具有两个分支，每个分支具有运算放大器J3、J4、在反馈设置中的输出电容器C3’、C4’、输入电容器C3-C4、C5-C6以及附带的开关。与图2的分支不同，图3的两个分支各具有两个输入电容器。用于产生第一残余信号A2的分支具有两个输入电容器C3和C4，用于产生残余信号B2的分支具有输入电容器C5和C6。输入电容器C3在采样阶段接收第一级的残余信号A1。如果位D2为“0”，则输入电容器C4在采样阶段接收残余信号A1，如果位D2为“1”，则在采样阶段接收第二残余信号B1。在跟踪阶段并在位D2为“0”时，两个输入电容器C3和C4各将电荷(A1-Z)·C传输到输出电容器C3’，结果输出残余信号A2＝Z+2·(A1-Z)·C/C’。另一方面，当位D2为“1”时，输入电容器C3在跟踪阶段将电荷(A1-Z)·C传输到输出电容器C3’，并且输入电容器C4将电荷(B1-Z)·C传输给这个输出电容器C3，结果输出残余A2＝Z+(A1-Z)·C/C’+(B1-Z)·C/C’。
图3的双残余发生器的第二分支用于产生残余B2。这个分支包含运算放大器J4，其具有反馈设置的输出电容器C4’、输入电容器C5和C6以及附带的开关。该分支与A2-分支相同，除了现在输入电容器C5在采样模式期间接收残余信号B1而不是接收残余信号A1以外。结果是，当位D2为“0”时，输出残余B2＝Z+(A1-Z)·C/C’+(B1-Z)·C/C’，并且当位D2为“1”时，这个输出残余B2＝Z+2·(B1-Z)·C/C’。
利用用于残余A2和B2的四个等式，可以绘制出这些残余随着输入信号增加而变化的箭头。这在图4c中示出。还可以看出，当D2＝1时对于输入残余A1和B1的上部产生的两个残余信号A2和B2中的每一个各与D2＝0时对于输入残余的下部产生的同一信号相同。
转换器级S3......SN-1的双残余发生器H3...HN-1都与上述双残余发生器H2相同。当然，只有输入残余参考和输出残余参考信号必须相应地增加。
从图4b和4c的图示中明显看出，双残余信号A2和B2相对于双残余信号A1和B1被放大2倍。这样做是为了最佳地使用转换器级的动态范围。通过以下行为来实现放大在图3的双残余发生器中，将两个输入电容器的电荷传输到单个输出电容器。由此假设每个输出电容器的电容值C’大约等于每个输入电容器的值C。注意到第一级S1的双残余发生器的增益(大约)为1，因为这里两个输出残余信号必须使用单个输入信号的动态范围。
实际上，不可能使输入和输出电容器的电容值精确地彼此相等。这是因为运算放大器和开关的寄生电容对输入电容值C和输出电容值C’具有不同的影响。因此，在上述给定等式中出现的“放大因子”C/C’实际上不具有精确所希望的值。与单个残余转换器相比，双残余转换器对放大因子的这些不准确性不灵敏，因为由比较器G1......GN所做的决定不受不准确的放大因子C/C’的影响。这可以用图4b的箭头图来例示。用于产生第二位D2的决定标准在于(A1+B1)/2＝Z。换言之在这个点的一侧，位D2＝0，而在另一侧，这个位D2＝1。当比例C/C’增加或减小时，则图4b中的箭头A1和B1的斜率增加或减小。而且，恰好在箭头A1和B1之间的虚箭头(A1+B1)/2的斜率增加或减小，但是这个箭头与值Z的交点保持不变，因而由比较器G2做出的决定保持正确。转换器级的比例C/C’的值可以不准确，甚至一个级的比例C/C’可以不同于级联中的其他级的比例C/C’。重要的是一个级中的输入电容的值C充分地彼此相等，而且一个级中的输出电容的值C’充分地彼此相等。这在单片集成工艺中不是个大问题，因为在集成电路技术中，可以容易地为具有相应功能的元件提供具有基本上相等的值的相应结构。
图5的平衡的双残余流水线型AD转换器包括N个级联的级T1......TN，这些级中的第一级接收平衡输入信号I+、I-，并且其包含用于产生两个平衡残余信号A1+、A1-和B1+、B1-的双残余信号发生器M1。这两个平衡残余信号施加于第二级T2，该第二级T2包括用于产生两个平衡残余信号A2+、A2-和B2+、B2-的双残余信号发生器M2等。每个级T1......TN具有用于得到一个数字位D1...DN的比较器K1...KN。在平衡转换器中，可以通过将接收到的信号彼此进行比较而简单地获得这些位，使得可以省去图1的分压器V2、W2、...VN、WN。比较器K1将输入信号I+和I-彼此进行比较，并产生第一位D1，当I+＜I-时第一位D1为“0”，而当I+＞I-时第一位D1为“1”。比较器K2将残余信号A1+和B1-彼此进行比较，并产生第二位D2，当A1+＜B1-时第二位D2为“0”，而当A1+＞B1-时第二位D2为“1”，等等。只有第一级T1含有用于得到参考电平Z的相等电阻器L1和L2的分压器，在所有的级T1...TN-1中都使用该参考电平Z。当在转换器级S2中，残余信号A1+、A1-和B1+、B1-具有不同的共模偏置ΔA≠ΔB时，位D2的决定点处于A1++ΔA＝B1-+ΔB，即，在于A1+-B1-＝ΔB-ΔA≠0。可以通过向比较器K2施加四个残余信号A1+、A1-、B1+和B1-并且使位D2的决定点处于A1+-A1-＝B1--B1+来避免这个误差。于是A1+和A1-中的共模偏置彼此抵消，而且B1+和B1-中的偏置也是一样。在其他比较器K3...KN的任何一个中当然也可以采取相应的措施。
图6示出了图5的AD转换器的第一平衡残余发生器M1的内容。该发生器包含两个分支，一个分支用于产生平衡残余信号A1+和A1-，另一个分支用于产生平衡残余信号B1+和B1-。第一分支包括平衡的运算放大器J5，其具有用于A1+残余信号的一个输出端、用于A1-残余信号的一个输出端以及两个输入端。两个输出电容器C5’和C6’反馈设置地连接在运算放大器的每个输出端与各自的反相输入端之间。输入电容器C7和C8被设置成用于在跟踪阶段期间耦合到运算放大器的所述输入端。存在一些开关，用于在时钟脉冲周期的采样阶段分别用施加的输入信号I+和I-对输入电容器C7和C8充电，并且在跟踪阶段将电荷分别传输到输出电容器C5’和C6’。在图6中，开关没有参考标记，但是它们具有关于它们的打开和闭合阶段的指示，正如在图2和3中所做的一样。
具有平衡的运算放大器J6、输出电容器C7’和C8’、输入电容器C9和C10以及相关开关的图6的发生器的第二分支在结构上与第一分支相同，但是用不同的输入电压来进行操作。图6的平衡双残余发生器根据以下等式产生两个平衡残余信号A1+、A1-和B1+、B1-
如果D1＝0(I+＜I-)，则A1+＝Z+(I+-R1)·C/C’，A1-＝Z+(I--R2)·C/C’，B1+＝Z+(I+-Z)·C/C’，B1-＝Z+(I--Z)·C/C’；如果D1＝1(I+＞I-)，则A1+＝Z+(I+-Z)·C/C’，A1-＝Z+(I--Z)·C/C’，B1+＝Z+(I+-R2)·C/C’，B1-＝Z+(I--R1)·C/C’。
图7示出图5的转换器的平衡双残余发生器M2的示例性示意图。两个平衡运算放大器J7和J8以及反馈设置地连接到这两个运算放大器的四个输出电容器C9’、C10’、C11’和C12’具有与参照图6所述的类似的操作。该设置包括八个输入电容器2C11、C12、2C13、C14、2C15、C16、2C17和C18。电容器C12、C14、C16和C18理想地具有相等的值C，并且电容器2C11、2C13、2C15、2C17理想地具有双倍的值2C。在时钟周期的采样阶段输入电容器的充电以及在时钟周期的跟踪阶段从输入电容器到输出电容器的电荷传输是通过开关来执行的，这些开关的打开和闭合阶段的表示方式与图2、3和6中的表示方式相同。
在操作中在采样阶段，输出电容器C9’被清空，而输入电容器2C11载有电荷(A1+-Z)·2C。在跟踪阶段且当位D2＝0时，这个电荷被传输到输出电容器C9’，从而这个电容器两端的电压将等于(A1+-Z)·2C/C’，并且输出信号A2+将等于A2+＝Z+(A1+-Z)·2C/C’。当D2＝1时，输入电容器2C11的电荷保持不被使用。在采样阶段，输入电容器C12充有(A1+-Z)·C。在跟踪阶段且当D2＝0时，这个电荷通过由箭头1表示的连接而被传输到输出电容器C11’，并且当D2＝1时，这个电荷被传输到输出电容器C9’。同时，当D2＝1时，输出电容器C9’通过由箭头3表示的连接接收来自输入电容器C16的电荷(B1+-Z)·C。结果是，当D2＝1时，输出残余A2+＝Z+(A1+-Z)·C/C’+(B1+-Z)·C/C’。图7的残余发生器的其它元件以相似的方式工作，从而这个发生器的总结果可以用以下等式表示
D2=0,A2+=Z+(A1+-Z)2CC′,A2-=Z+(A1--Z)2CC′,]]>B2+=Z+(B1+-Z)CC′+(A1+-Z)CC′,B2-=Z+(B1-Z)CC′+(Z1--Z)CC′;]]>D2=1,A2+=Z+(A1+-Z)CC′+(B1+-Z)CC′,A2-=Z+(A1--Z)CC′]]>+(B1--Z)CC′,B2+=Z+(B1+-Z)2CC′,B2-=Z+(B1--Z)2CC′.]]>第二级的输入残余信号和输出残余信号之间的这些关系式用图4e和4f的箭头图示出。可以看出D2＝1时产生的残余信号与D2＝0时产生的残余信号相同。这个特性在其它转换器级中也会再次出现。还注意到确定位D3将改变其值的信号电平的A2+箭头和B2-箭头的交叉点精确地位于范围D2＝0和D2＝1的中间，并且当残余信号A2+和B2-的斜率变化时这个交叉点也保持在原位。这意味着位的产生与级的增益无关，即与级的输入电容和输出电容的比例无关。另一方面，这两个箭头的斜率必须尽可能地彼此相等，这意味着该级的输入电容必须尽可能地彼此相等，并且对该级的输出电容的要求也一样。
在图3的残余发生器中，位D2控制在采样阶段闭合的开关(D2、D2)。这意味着比较器G2的决定必须在级G2的采样阶段之前做出，即该级必须具有三个时钟阶段比较阶段、采样阶段和跟踪阶段。相比较而言，在以更多的输入电容为代价的情况下，图7的设置只具有在跟踪阶段闭合的受D2控制的开关(D2、D2)。这意味着比较器决定可以在采样阶段做出，结果是具有更高转换率的AD转换器。
图8的设置包括平衡运算放大器J9和J10，它们分别用于产生第一和第二残余输出信号A2+、A2-、B2+、B2-。提供四个输出电容器C13’、C14’、C15’和C16’，每个输出电容器通过在跟踪阶段闭合的开关而反馈设置地连接在放大器输出端和相应的反相放大器输入端之间。提供其它开关，它们直接将每个放大器输出端连接到相应的反相放大器输入端，并且在采样阶段将输出电容器放电到参考电压Z。
运算放大器J9和J10的每个输入端连接到三个输入电容器的一侧，这三个输入电容器的另一侧在采样阶段接收输入残余信号。例如，放大器J9的上输入端连接到在采样阶段接收输入残余信号A1+的第一输入电容器2C19、连接到在这个阶段也接收输入残余信号A1+的第二输入电容器C20、还连接到在这个阶段接收输入残余信号B1+的第三输入电容器C21。输入电容器的所述另一侧在跟踪阶段接收参考电压Z，其中电容器2C19是当位D2＝0时接收，而电容器C20和C21是在D2＝1时接收。以相似的方式，三个输入电容器2C22、C23和C24被设置成连接到J9的下输入端，三个输入电容器2C25、C26和C27连接到放大器J10的上端，而三个输入电容器2C28、C29和C30连接到J10的下输入端。电容器2C19、2C22、2C25和2C28的标记表示这些电容器相对于具有值C的其他输入电容器具有双倍的电容值2C。
在图8中，在放大器J9的上输入端出现的DC偏置由具有值ΔV的偏置源表示。尽管这个偏置示于运算放大器的外面，但是显然该偏置是运算放大器固有的，因此偏置电压源的左手端是放大器的实际输入端。
当将图8的设置与图7的设置进行比较时，可以看出在采样阶段，输入电容器的右手侧不连接到参考电压Z(图7中的情况是连接到参考电压Z)而是连接到运算放大器的输入端的虚拟参考电压。由于在这一端上的偏置ΔV，这个虚拟参考电压具有值Z+ΔV。而且，输出电容器C13’在采样阶段不被完全放电，而是连接在一侧的虚拟参考电压Z+ΔV与另一侧的参考电压之间，从而输出电容器被偏置电压-ΔV来“装载”。
在工作中，在采样阶段，输入电容器2C19连接在输入残余信号A1+和虚拟参考电压Z+ΔV之间，使得这个电容器的电荷为{A1+-(Z+ΔV)}·2C。在跟踪阶段且当D2＝0时，这个电容器连接在Z和Z+ΔV之间，使得其电荷为{Z-(Z+ΔV)}·2C。在跟踪阶段，其间的差值，即电荷(A1+-Z)·2C被传输到输出电容器C13’。在采样阶段装载了电荷-ΔV·C’的这个输出电容器从输入电容器接收电荷(A1+-Z)·2C，使得得到的电荷为(A1+-Z)·2C-ΔV·C’。这个电荷导致在输出电容器C’的两端产生电压(A1+-Z)·2C/C’-ΔV，并且由于C13’的左手侧保持连接到虚拟参考电压Z+ΔV，因此在这个电容器的右手侧的输出电压A2+等于A2+＝Z+(A1+-Z)·2C/C’。在输出信号中完全消去了偏置电压ΔV，并且这个输出残余信号的表达式与图7的设置中的相同。实现这个结果是因为在图8的设置中，在采样阶段和跟踪阶段，输入电容都连接到运算放大器的偏置干扰输入端，使得从输入电容器传输到输出电容器的电荷没有偏置。而且，在采样阶段，通过偏置电压给输出电容器充电，使得通过输出电容器施加于输出端的偏置被这个电容器两端的偏置抵消。
可以注意到在图8中，只示出了运算放大器J9的上输入端的偏置电压。同样，其他运算放大器输入端也具有偏置，这些偏置的值通常彼此不同。这些偏置中的每一个在与如上面参照电容器2C19和C13’所述的相似的开关输入和输出电容器的设置中被抵消。还观察到在图7的设置中，输入电容器C12、C14、C16和C18中的每一个用于产生两个残余输出信号。例如，输入电容器C12用于产生输出残余A2+和B2+。在图8的设置中，输入电容器的相似的双重使用将导致一个运算放大器输入端的偏置必须抵消另一个运算放大器输入端的偏置。由于这些偏置通常不相等，因此输入电容器的这种双重使用不能应用在图8的设置中。
图9示出用在所谓的1，5位转换器级中的平衡残余发生器。用于1，5位流水线结构的残余发生器本身从以下文章中已知“A 10b，20Msample/s，35mW Pipeline A/D Converter”，来自T.B.Cho和P.R Gray等人在IEEE Journal of Solid State Circuits，第30卷，第3号，1995年3月，第166-172页。假设图9的残余发生器与提供两位D和E的比较器一起工作，所述位D和E在第一输入范围内为0、0，在第二输入范围为1、0，而在对称地位于第一和第二输入范围之间的第三输入范围内时为0、1。图9的发生器包括用于平衡残余信号A2+、A2-的输出电路，其具有运算放大器J11和两个输出电容器2C17’和2C18’，该输出电路在操作上与图7的设置的输出电路相同。该设置具有用于储存输入残余信号A1+的三个输入电容器4C31、3C32和2C33、用于储存输入残余信号B1+的两个输入电容器C34和2C35、用于储存输入残余信号A1-的三个输入电容器4C36、3C37和2C38、和用于储存输入残余信号B1-的两个输入电容器C39和2C40。如在图7中那样，这些标记的首位数字表示这些电容器的电容值。4C31和4C36的电容等于4C，3C32和3C37的值等于3C，2C33、2C35、2C38和2C40的值为2C，C34和C39的值等于C。在采样模式期间闭合且在跟踪模式期间打开的用表示的开关用于用信号A1+-Z、B1+-Z、A1--Z和B1--Z给输入电容器充电，并且在采样模式期间对输出电容器放电。在采样模式期间打开且可以在跟踪模式期间闭合的用表示的开关用于在跟踪模式期间将输入电容器的电荷传输到输出电容器。
用于将电荷从输入电容器传输到输出电容器的开关具有表示这些开关在跟踪阶段闭合的范围模式的标记D、E、D和E。具有标记DE的开关在跟踪阶段且当D＝0和E＝0时闭合，在这种情况下发生分别从输入电容器4C31和4C36到输出电容器2C17’和2C18’的电荷传输。同样地，用E表示的开关3C32、C34、3C37和C39在跟踪阶段且E＝1时闭合，而用DE表示的开关2C33、2C35、2C38和2C40在跟踪阶段且D＝1和E＝0时闭合。
虽然残余发生器的用于第二平衡输出残余信号B2+、B2-的部分在图9中未示出，但是除了标记A和B应该互换且参考标记D和D应该互换之外，其与图中所示的部分相同。从这个设置中的电荷传输得到的等式如下对于D＝0和E＝0，A2+=Z+(A1+-Z)4C2C′,A2-=Z+(A1--Z)4C2C′,]]>B2+=Z+(B1+-Z)2C2C′+(A1+-Z)2C2C′,B2-=Z+(B1--Z)2C2C′+(A1--Z)2C2C′;]]>对于E＝1，A2+=Z+(A1+-Z)3C2C′+(B1+-Z)C2C′,A2-=Z+(A1--Z)3C2C′+(B1--Z)C2C′,]]>B2+Z+(B1+-Z)3C2C′+(A1+-Z)C2C′,B2-=Z+(B1-Z)3C2C′+(A1--Z)C2C′]]>对于D＝1和E＝0，A2+=Z+(A1+-Z)2C2C′+(B1+-Z)2C2C′,A2-=Z+(A1--Z)2C2C′+(B1--Z)2C2C′,]]>B2+=Z+(B1+-Z)4C2C′,B2-=Z+(B1--Z)4C2C′]]>在图10的箭头图中示出了图9的1，5位结构的操作。输入电容器3C32、C34、3C37和C39的引入在原始第一和第二范围之间产生了第三范围(E＝1)，如图10所示。
当在图5的比较器K2中确定的临界决定点，即A1+＝B1-的点例如被比较器的DC偏置破坏时，那么在不存在范围E＝1的情况下，不仅是产生的位而且所产生的用于级联中接下来的级的残余信号都将被破坏。第三范围(E＝1)的引入用两个非临界决定点，即第三范围的两个边界来代替所述临界决定点。上面参照图9所述的设置在这个范围内产生未被破坏的平衡残余输出信号。在数字处理器(未示出)中，该级的E位和由下面的级产生的位用于计算代替未产生的D位的新的位。
在本申请的附图中说明的转换器级都旨在每一级产生一个位。本发明还涵盖了每一级产生一位以上的级。例如，十分可行的是使转换器中的第一级产生两位，而其他级都是单个位。在两位的第一级中，需要用于至少三个参考电压的分压器，并且开关电容器残余发生器的开关必须由产生的两个位来控制。这种结构的优点是可以在第一级中实现更高的增益，这改善了转换器的噪声特性。
权利要求
1.一种用于将模拟输入信号转换成数字输出信号的双残余流水线型AD转换器，所述转换器包括级联的双残余转换器级(S1…SN)，所述级中的第一级(S1)包括用于接收所述模拟输入信号(I)的装置、用于从所述模拟输入信号得到一个或多个数字位(D1)的装置(G1)以及用于产生第一和第二残余信号(A1、B1)的装置(H1)，所述残余信号代表在所述第一级的AD转换之后留下的量子误差，所述级联的双残余转换器级中的以下每一级(S2…SN)都包括用于接收由所述级联中的前一级产生的第一和第二残余信号(A1…AN-1、B1…BN-1)的装置、用于从所述接收到的第一和第二残余信号得到一个或多个另外的数字位(D2…DN)的装置(G2…GN)，并且除了级联中的最后一级以外的所述以下级中的每一级都包括产生代表在该级的AD转换之后留下的量子误差的第一和第二残余信号(A2…AN-1、B2…BN-1)的装置(H1…HN-1)，其特征在于除了最后一级以外，所述双残余流水线型AD转换器中的每一级(S1…SN)都包括用于产生所述第一和第二残余信号(A1…AN-1、B1…BN-1)的开关电容器装置。
2.根据权利要求1所述的双残余流水线型AD转换器，其特征在于除了最后一级以外，所述以下级中的每一级包括用于在采样阶段期间接收由前一级产生的所述第一和第二残余信号的输入电容器(C3…C6)、用于在跟踪阶段期间将所述输入电容器的电荷传输到第一和第二输出电容器(C3’、C4’)的开关装置()、以及用于分别从所述第一和第二输出电容器(C3’、C4’)产生第一和第二残余信号(A2、B2)的装置。
3.根据权利要求2所述的双残余流水线型AD转换器，其特征在于所述开关装置()被设置成在第一子范围模式下(D2＝0)以大约为2的增益因子将电荷从所述第一接收到的残余信号(A1)传输到所述第一输出电容器(C3’)且分别以大约为1的增益因子将电荷从所述第一(A1)和第二(B1)接收到的残余信号传输到所述第二输出电容器(C4’)，并且在第二子范围模式下(D2＝1)以大约为2的增益因子将电荷从所述第二接收到的残余信号(B1)传输到所述第二输出电容器(C4’)且分别以大约为1的增益因子将电荷从所述第一(A1)和第二(B1)接收到的残余信号传输到所述第一输出电容器(C3’)。
4.根据权利要求3所述的双残余流水线型AD转换器，其特征在于所述开关装置被附加地设置成在第三子范围模式下(E＝1)，分别以大约为3/2和1/2的增益因子将电荷从所述第一(A1+、A1-)和第二(B1+、B1-)接收到的残余信号传输到所述第一输出电容器(2C17’)，并且分别以大约为1/2和3/2的增益因子将电荷从所述第一(A1+、A1-)和第二(B1+、B1-)接收到的残余信号传输到所述第二输出电容器(2C18’)，其中所述第三子范围模式对称地位于所述第一和第二子范围模式之间。
5.根据权利要求2所述的双残余流水线型AD转换器，其特征在于为了产生每个残余信号(A2、B2)，提供了运算放大器(J3、J4)，并且在跟踪阶段()期间，每个输出电容器(C3’、C4’)连接在所述运算放大器的输出端和反相输入端之间。
6.根据权利要求5所述的双残余流水线型AD转换器，其特征在于每个输入电容器(2C19…C30)的一侧在所述采样阶段()和所述跟踪阶段()期间都连接到所述反相输入端，并且在所述采样阶段通过在所述运算放大器(J9、J10)的反相输入端的偏置电压来对每个输出电容器(C13’…C16’)充电。
7.根据前述权利要求中的任何一项所述的双残余流水线型AD转换器，其特征在于设置所述开关电容器装置，用于接收平衡的第一和第二残余信号(A1+、A1-、B1+、B1-)并由此产生用于施加到所述级联中的下一级的平衡的第一和第二残余信号(A2+、A2-、B2+、B2-)。
全文摘要
一种双残余流水线型AD转换器，包括级联的、优选平衡的开关电容器双残余转换器级，用于从第一和第二残余输入信号产生一个或多个位以及用于施加到级联中的下一级的第一和第二残余输出信号。优选地，第一和第二残余输入信号对输入电容器充电，随后借助于运算放大器将其电荷传输到输出电容器。该开关电容器结构允许补偿运算放大器的DC偏置电压。该开关电容器结构还允许实现1，5位转换器级。
文档编号H03M1/16GK1871774SQ200480031077
公开日2006年11月29日 申请日期2004年10月18日 优先权日2003年10月23日
发明者亨德里克·范德普勒格 申请人:皇家飞利浦电子股份有限公司