专利名称：电子器件和半导体器件的制作方法
技术领域：
本发明涉及电子器件和用于该电子器件的半导体器件的特性改进并且更具体地涉及一种提高功率源电路效率的方法。
背景技术：
目前，节能变成一个重要问题。功率源制造商不遗余力地实现根据比如能源之星(EnergyStar) 4. 0和80+这样的标准按照特别轻的负载(最大负载的20% )规定的效率。在需要75W或者更高AD-DC功率源的器件的功率源的第一级，用于使商用功率源中流动的电流接近正弦波的功率因子校正(PFC)是抑制谐波电流所必需的。大致有两种PFC方法。方法之一是在器件的输入线中插入电感器以平滑电流的无源滤波方法。另一方法是通过使用专用PFC控制器和分立器件来控制电流的有源滤波方法。近年来，可以用来实现小型化和减少重量的有源滤波方法是主流。作为有源滤波方法，实际地使用根据功率消耗的各种方法，比如电流连续模式和电流临界模式，并且专用控制器由制造商提供。也需要PFC功率源实现更高效率。图1是示出了本发明的发明人考察的有源滤波方法的PFC功率源的配置的电路图。在图1的PFC功率源中，PFC控制器1002基于电压信息VFB和电流信息ICS来控制开关1001的占空比以将输出电压Vout维持于恒定电压。此外，PFC控制器1002使电流信息ICS中的电流类似于AC输入并且进行使流动电流接近正弦波的控制。半导体开关如 MOSFET或者IGBT用作开关1001。作为与电路例子有关的文献，有公开号为2009-219329的日本待审专利申请。
发明内容
在图1的电路中，MOSFET或者IGBT用作开关1001。由于IGBT的关断缓慢，所以在关断开关时开关中的损耗大。然而导通损耗小，从而在重负载时的效率优良。另一方面，MOSFET的关断比IGBT的关断快得多，并且在关断时的损耗小。恰好相反，导通损耗大，从而MOSFET并不适合于重负载，但是在轻负载时的效率优良。当在宽范围的负载的情况下增加效率时，在使用MOSFET和IGBT开关之一的情况下该效率增加受到限制。本发明的目的在于改进电子器件的特性。具体而言，本发明的目的在于提供一种通过根据有源滤波方法的PFC功率源的输出功率控制PFC功率源中的开关电路而在PFC功率源中在宽负载区域中提高效率的方法。本发明的上述和其它目的及新颖特征将根据说明书的描述和附图变得清楚。在本申请中公开的发明中的有代表性的发明的概况将简述如下。在根据本发明的一个有代表性的实施例的一种功率源电路(电子器件)中，AC全波整流器电路、平滑电感器和整流二极管串联耦合，并且平滑电容器接地于整流二极管与输出端子之间，并且用于控制平滑电感器的第一开关和第二开关并联接地。功率源电路还可以包括用于对输出端子的电压进行分压的分压电路，并且控制电路可以通过使用分压电路的输出来控制第一开关和第二开关。在功率源电路中，控制电路内部可以具有阈值电压、对阈值电压与分压电路的输出进行比较并且切换第一开关和第二开关。在功率源电路中，当分压电路的输出小于阈值电压时可以仅操作第一开关，并且当分压电路的输出大于阈值电压时可以操作第一开关和第二开关。在功率源电路中，当分压电路的输出小于阈值电压时可以仅操作第一开关，并且当分压电路的输出大于阈值电压时可以仅操作第二开关。在根据本发明的一个有代表性的实施例的另一功率源电路中，AC全波整流器电路、平滑电感器和整流二极管串联耦合，并且平滑电容器接地于整流二极管与输出端子之间，并且用于控制平滑电感器的第一开关和第二开关并联接地。还在输出端子与二极管之间提供测量电阻器。控制电路通过使用在测量电阻器的两端的电势差来控制第一开关和第
二开关。在功率源电路中，控制电路可以内部具有阈值电压、对阈值电压与在测量电阻器的两端之间的电势差进行比较并且切换第一开关和第二开关。在功率源电路中，当在测量电阻器的两端之间的电势差小于阈值电压时可以仅操作第一开关，并且当在测量电阻器的两端之间的电势差大于阈值电压时可以操作第一开关和第二开关。在功率源电路中，当在测量电阻器的两端之间的电势差小于阈值电压时可以仅操作第一开关，并且当在测量电阻器的两端之间的电势差大于阈值电压时可以仅操作第二开关。在根据本发明的一个有代表性的实施例的又一功率源电路中，AC全波整流器电路、平滑电感器和整流二极管串联耦合，并且平滑电容器接地于整流二极管与输出端子之间，并且用于控制平滑电感器的第一开关和第二开关并联接地。第一开关经由第一测量电阻器接地，第二开关经由第二测量电阻器接地，并且控制电路通过使用通过将在第一测量电阻器与第一开关之间的连接点的电压与在第二测量电阻器与第二开关之间的连接点的电压相加而获得的相加电压来控制第一开关和第二开关。在功率源电路中，控制电路可以内部具有阈值电压、对阈值电压与相加电压进行比较并且可以切换第一开关和第二开关。在功率源电路中，当相加电压小于阈值电压时可以仅操作第一开关，并且当相加电压大于阈值电压时可以操作第一开关和第二开关。在功率源电路中，当相加电压小于阈值电压时可以仅操作第一开关，并且当相加电压大于阈值电压时可以仅操作第二开关。在根据本发明的一个有代表性的实施例的另一功率源电路中，AC全波整流器电路、平滑电感器和整流二极管串联耦合，并且平滑电感器接地于整流二极管与输出端子之间，并且用于控制平滑电感器的第一开关和第二开关并联接地。还提供控制电路，并且控制电路包括用于生成阈值电压的参考电压电路，电压由控制电路以外的分压电路分压，并且控制电路使用分压电路的输出作为阈值。功率源电路还具有控制电路。控制电路包括用于生成阈值电压的参考电压电路， 参考电压电路的输出由控制电路以外的第一分压电路和第二分压电路分压，并且控制电路可以使用第一分压电路的输出作为第一电压阈值并且使用第二分压电路的输出作为第二电压阈值。在功率源电路中，控制电路具有AC检测电路和转接开关，转接开关可以切换第一电压阈值和第二电压阈值，并且AC检测电路可以使用AC全波整流器电路的输出作为参考来切换转接开关。在这些功率源电路中，第一开关可以是MOSFET开关，并且第二开关可以是IGBT开关。在这些功率源电路中，第一开关的电流容量可以小于第二开关的电流容量。通过使用本发明的功率源电路(电子器件)，利用了小电流容量的开关(例如 M0SFET)和大电流容量的开关(例如IGBT)的特性，并且可以在宽范围的负载区域中实现高效率。
图1是示出了有源滤波方法的常规PFC功率源的配置的电路图；图2是示出了根据本发明第一实施例的有源滤波方法的PFC功率源的配置的电路图；图3是PFC控制器的操作的定时图；图4是示出了根据本发明第一实施例的另一驱动器选择电路的配置的电路图；图5是在运用图4的驱动器选择电路时PFC控制器的操作的定时图；图6是示出了根据本发明第二实施例的有源滤波方法的PFC功率源的配置的电路图；图7是示出了根据本发明第三实施例的有源滤波方法的PFC功率源的配置的电路图；图8是在运用图7的驱动器选择电路时PFC控制器的操作的定时图；图9是示出了根据本发明第四实施例的有源滤波方法的PFC功率源的配置的电路图；图10是示出了根据本发明第五实施例的有源滤波方法的PFC功率源的配置的电路图；图11是示出了根据本发明第六实施例的有源滤波方法的PFC功率源的配置的电路图；图12是示出了与本发明有关的电路的封装分配的概念图13是示出了与本发明有关的电路的另一封装分配的概念图；图14是示出了与本发明有关的电路的又一封装分配的概念图；图15是示出了与本发明有关的电路的另一封装分配的概念图；图16是示出了与本发明有关的电路的又一封装分配的概念图；图17是示出了与本发明有关的电路的另一封装分配的概念图；图18是IGBT形成于其中的半导体芯片的部分横截面；图19是MOSFET形成于其中的半导体芯片4PH的主要部分的横截面；图20A至图20C是示出了与SW_PK对应的部分的封装结构的图；图21是示出了图20A至图20C的内部结构的图；图22是示出了图21的等效电路的图；图23是示出了图24的等效电路的图；并且图24是示出了与SW_PK对应的部分的另一封装的内部结构的图。
具体实施例方式在以下实施例中，本发明将通过按需要划分成多个章节或者实施例来描述以求方便。然而除非另有指明，划分的章节或者实施例并非是不相关的，而是一个章节或者实施例是另一章节或者实施例的部分或者全部的修改、细节、补充说明等。在以下实施例中引用元素的数字(包括件数、数值、数量、范围等)的情况下，除了清楚地指明的情况或者在原理上清楚地限制于具体数字的情况之外，本发明并不限于该数字。可以使用等于或者大于/小于该具体数字的数字。另外，在以下实施例中，除了具体清楚地提到元素并认为该元素在原理上明显为必需的情况之外，该元素显然并非总为必需。配置实施例的各功能块的电路元件通过互补 MOS晶体管(CMOS)等集成电路技术来形成于由单晶硅等制成的半导体衬底上，但是不限于此。在实施例中，在描述金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)的情况下，并未排除非氧化物膜作为栅极绝缘膜。下文将通过使用附图来描述本发明的实施例。第一实施例PFC功率源的配置图2是示出了根据本发明第一实施例的有源滤波方法的PFC功率源的配置的电路图。该有源滤波方法的PFC功率源包括功率源单元1、电感器Li、二极管D1、分压电路 2、电容器Cout和电流检测电阻器Rs并且此外还包括PFC控制器10、M0SFET开关Ql和IGBT 开关Q2。功率源单元1是用于对AC功率源AC进行全波整流的电路。电感器Ll是在MOSFET开关Ql或者IGBT开关Q2关断时生成反电动势以稳定(平滑)输出电压Vout的线圈。电感器Ll需要用于在接地充入能量与释放电感器Ll中充入的能量之间切换的开关。这对应于图1中的开关1001并且对应于本实施例中的MOSFET开关Ql和IGBT开关 Q2。
二极管Dl是用于控制电流在一个方向上的流动的无源整流元件。电容器Cout是接地平滑电容器。分压电路2由电阻器Rfl和Rf2制成。分压电路2对在输出端子的电压与接地电平之间的电势差进行分压并且向PFC控制器10输出结果作为电压信息VFB。电流检测寄存器Rs是用于检测功率源单元1的输出(电流信息输出ICS)的防短路接地电阻器。PFC控制器10是用于使用电压信息VFB和电流信息输出ICS作为输入来切换IGBT 开关Q2的控制电路。后文将描述操作细节。MOSFET开关Ql是MOSFET晶体管，并且IGBT开关Q2是绝缘栅极双极晶体管。续流二极管(free wheel diode)FWD耦合到IGBT开关Q2。由于这些器件为常用器件，所以将不描述它们。MOSFET开关Ql和IGBT开关Q2可以装入一个封装体中。图20A至图20C是示出了如何封装与图2中的SW_PK对应的部分的图。图20A是示出了 SW_PK的端子名称的图。图20B是示出了在实际地封装开关时端子的管脚布置的图。两个开关可以装配于单个封装体中。当接通开关时，在电感器Ll中积累能量。当关断开关时，释放并且向电容器Cout 输出电荷，并且输出电压Vout从输出端子输出。MOSFET的电流容量(输入容量)一般为小，并且IGBT具有大电流容量(输入容量)的特性。在本发明中使用这一特性。接着将描述PFC控制器10的操作。PFC控制器10中具有误差放大器10-1、负载检测器10_2、振荡器10_3、PWM控制电路10-4、驱动器选择电路10-5、MOSFET驱动器10_6和IGBT驱动器10_7。误差放大器10-1是用于将从分压电路2供应的电压信息VFB放大成负载检测器 10-2和PWM控制电路10-4可以使用的电压的运算放大器。负载检测器10-2是用于对误差放大器10-1的输出与阈值电压Vth进行比较并且向驱动器选择电路10-5输出信号的比较器。振荡器10-3是用于生成三角波的内部振荡器。PWM控制电路10-4是用于对来自功率源单元1的电流信息输出ICS与从振荡器 10-3输出的三角波进行比较以确定MOSFET驱动器10-6和IGBT驱动器10_7的“占空比” 的控制电路。驱动器选择电路10-5是用于基于负载检测器10-2的输出来确定IGBT驱动器 10-7是否操作的选择电路。图3是PFC控制器10的操作的定时图。在本发明中，基于误差放大器10-1的输出电平来确定负载电平。在误差放大器10-1的输出等于或者少于预定阈值(图2中的阈值电压Vth)的情况下，驱动器选择电路10-5停止IGBT驱动器10-7的操作。另一方面，在流逝预定时间之后，当负载的电平增加并且超过阈值时也操作IGBT驱动器10-7。利用这样的配置，可以在宽负载区域中实现高效率。在上文中使用MOSFET开关Ql和IGBT开关Q2。然而可以使用小容量MOSFET来取代MOSFET开关Q1，并且可以使用大容量MOSFET来取代IGBT开关Q2。至少必须满足取代 MOSFET开关Ql而使用的开关的电流容量小于取代IGBT开关Q2而使用的开关的电流容量这一相对关系。在本实施例中，驱动器选择电路10-5切换IGBT开关Q2的通/断状态。也有可能在MOSFET开关Ql与IGBT开关Q2之间切换使用。另一驱动器选择电路的配置图4是示出了根据本发明第一实施例的另一驱动器选择电路10_5b的配置的电路图。图5是在运用图4的驱动器选择电路10-5b时PFC控制器10的操作的定时图。如从图5理解的那样，在使用图4的驱动器选择电路10-5b的情况下，在误差放大器10-1的输出超过阈值电压Vth时从MOSFET开关Ql向IGBT开关Q2切换操作。有用于运用这样的配置的余地。IGBT 结构图18是IGBT形成于其中的半导体芯片的部分横截面。在ρ+型硅衬底30上形成η+型缓冲层31和η-型外延层32。在η-型外延层32 的表面上形成P+型扩散层33和η+型扩散层34。在η+型扩散层34的一部分上形成沟槽， 该沟槽穿透η+型扩散层34和ρ+型扩散层33并且到达η_型外延层32。在沟槽中形成作为氧化硅膜的栅极绝缘膜35和由多晶硅膜制成的栅极电极36。ρ+型硅衬底30、η+型缓冲层31、η-型外延层32和ρ+型扩散层33配置IGBT中的Pnp晶体管部分，并且ρ+型扩散层33、η+型扩散层34、栅极绝缘膜35和栅极电极36配置IGBT中的MOSFET部分。在ρ+型硅衬底30的背面上形成集极电极37。在ρ+型扩散层 33和η+型扩散层34上形成射极电极38。在射极电极38上形成表面保护膜39，该表面保护膜覆盖ρ+型硅衬底30的最外表面。射极电极38由Al合金膜制成，并且表面保护膜39为聚酰亚胺树脂膜。在射极电极38 中的未由表面保护膜39覆盖的区域(也就是从半导体芯片5Α的表面暴露的区域)充当射极焊盘6。虽然未示出，但是由与射极电极38的Al合金膜同一层的Al合金膜制成的栅极提取电极耦合到栅极电极36。在栅极提取电极中，未由表面保护膜39覆盖的区域(也就是从半导体芯片5Α的表面暴露的区域)充当栅极焊盘。MOSFET 结构图19是MOSFET形成于其中的半导体芯片的主要部分的横截面。MOSFET形成于半导体衬底(下文简称为衬底)21的主要面上。如图19中所示，衬底21是所谓的外延晶片，该晶片具有例如由在其中引入了砷(As)的η+型单晶硅制成的衬底主体(半导体衬底、半导体晶片)21a和形成于衬底主体21a的主要面上的例如由n_型单晶硅制成的外延层(半导体层)21b。在外延层21b的主要面上形成场绝缘膜(器件隔离区域)22。配置MOSFET的多个单元晶体管单位形成于由场绝缘膜22和作为场绝缘膜22的下层的ρ型阱PWLl包围的有源区域中。通过并联耦合多个单元晶体管单位来形成M0SFET。各单元晶体管单位例如由具有沟槽栅极结构的η沟道型MOSFET形成。衬底本体21a和外延层21b具有单元晶体管单位的漏极区域的功能。用于漏极电极的背侧电极(背侧漏极电极、漏极电极)BE形成于衬底21的背侧(半导体芯片4PH)上。形成于外延层21b中的ρ型半导体区域23具有单元晶体管单位的沟道形成区域的功能。另外，形成于P型半导体区域23上的η+型半导体区域24具有单元晶体管单位的源极区域的功能。因此，半导体区域24是用于源极的半导体区域。在衬底21中形成从衬底21的主要面向衬底21的厚度方向延伸的沟槽25。形成沟槽25以便穿透η+型半导体区域24和ρ型半导体区域23并且始于η+半导体区域24的顶面而终止于P型半导体区域23之下的外延层21b中。例如由氧化硅制成的栅极绝缘膜 26形成于沟槽25的底面和侧面上。在沟槽25中经由栅极绝缘膜26掩埋栅极电极27。栅极电极27例如由η型杂质(例如磷)添加于其中的多晶硅膜制成。栅极电极27具有单元晶体管单位的栅极电极的功能。也在场绝缘膜22上的一部分中形成由与栅极电极27的传导膜相同的传导膜制成的用于栅极提取的布线部分27a。栅极电极27和用于栅极提取的布线部分27a —体地形成并且相互电耦合。在图19的横截面中未示出的区域中，栅极电极 27和用于栅极提取的布线部分27a —体地耦合。用于栅极提取的布线部分27a经由接触孔 29a电耦合到栅极接线30G，该接触孔形成于覆盖布线部分27a的绝缘膜28中。另一方面，源极接线30S经由形成于绝缘膜28中的接触孔29b电耦合到用于源极的η+半导体区域24。源极接线30S电耦合到ρ型半导体区域23上的η+半导体区域24之间形成的P+型半导体区域31并且经由ρ+型半导体区域31电耦合到用于形成沟道的ρ型半导体区域23。通过形成金属膜如铝膜以便掩埋接触孔29a和29b并且图案化该金属膜来形成栅极接线30G和源极接线30S。栅极接线30G和源极接线30S覆盖有由聚亚酰胺树脂等制成的保护膜(绝缘膜)32。保护膜32是作为半导体芯片4PH的最上层的膜(绝缘膜)。在保护膜32的一部分中形成开口 33，从该开口暴露作为下层的栅极接线30G和源极接线30S的一部分。栅极接线30G的从开口 33暴露的部分是用于栅极电极的焊盘12G，并且源极接线30S的从开口 33暴露的部分是用于源极电极的焊盘12S1、12S2、12S3和12S4。金属层34形成于焊盘12G、12S1、12S2、12S3和12S4的表面上(也就是在开口 33 的底部暴露的栅极接线30G的部分和源极接线30S的部分上)。第二实施例接着将描述本发明的第二实施例。第一实施例是适于电流连续模式的一个实施例。另一方面，第二实施例适于电流临界模式。图6是示出了根据本发明第二实施例的有源滤波方法的PFC功率源的配置的电路图。在该实施例中，使用变压器Trl来取代电感器Li，并且使用PFC控制器IOb来取代PFC 控制器10。在该实施例中，变压器Trl的次级绕组进行零电流检测。PFC控制器IOb基于变压器Trl的输出来操作。PFC控制器IOb的基本配置类似于第一实施例的PFC控制器10的基本配置，但是未提供振荡器10-3。在电流临界模式中的PFC控制器IOb使用变压器Trl的电流0作为触发来振荡。也利用这样的配置可以类似于第一实施例获得图3的波形。通过应用与第二实施例相关的图4的驱动器选择电路10_5b，可以在负载轻时仅使用MOSFET Ql，并且可以在负载重时仅使用IGBT开关Q2。
第三实施例接着将描述本发明的第三实施例。在第一实施例和第二实施例中，通过从分压电路2输出的电压来检测负载的电平。对照而言，在第三实施例中，通过使用输出电流来操作驱动器选择电路10-5。图7是示出了根据本发明第三实施例的有源滤波方法的PFC功率源的配置的电路图。在PFC功率源中，恰在输出端子之前插入电流测量电阻器R1。第三实施例的特征在于向负载检测电路10-2c输入在电流测量电阻器Rl之前和之后的电压。电流测量电阻器Rl是用于通过使用欧姆定律(电压V=电阻值RX电流I)来测量流动于输出端子中的电流的电阻器。向负载检测电路10-2c输入在电流测量电阻器Rl之前和之后的电压。负载检测电路10-2c由两级运算放大器配置。在负载检测电路10-2c中从电流测量电阻器Rl起的输入第一级中的运算放大器放大在电流测量电阻器Rl之前和之后的电压之间的电势差，因为当可以确定电流测量电阻器Rl的电压时，根据欧姆定律也可获得电流值。在负载检测电路10-2c中的后一级中的运算放大器放大由输入第一级中的运算放大器放大的电势差与阈值电压Vth之差。阈值电压Vth并非总是等于第一实施例中的阈值电压Vth。阈值电压Vth取决于设计问题。如上文所述，负载检测电路使用在电流测量电阻器Rl之前和之后的电压来操作。 因此，仅向P丽控制电路而不向负载检测电路10-2C供应来自误差放大器10-1的输出。图8是在运用图7的驱动器选择电路10-5时PFC控制器10的操作的定时图。图8基本上类似于图3。向驱动器选择电路10-5供应的信号是PWM控制电路10-4 的输出和负载检测电路10-2c的输出。因此，图8的特征在于为电流测量电阻器Rl的电压值设置阈值。也利用这样的配置可以获得与第一实施例的效果类似的效果。通过使用电流测量电阻器Rl的电压值来切换开关的方法也可以应用于图4的电路和图5的电路。第四实施例接着将描述本发明的第四实施例。通过参考第一实施例和第二实施例中的输出端子的电压电平并且通过参考第三实施例中的输出端子的电流电平来切换IGBT开关Q2(和MOSFET开关Ql)。第四实施例的特征在于通过监视流动于开关(M0SFET开关Ql和IGBT开关Q2)中的电流来确定各开关的负载状态。图9是示出了根据本发明第四实施例的有源滤波方法的PFC功率源的配置的电路图。第四实施例的特征在于除了插入用于检测流动于开关中的电流的两个电阻器之外还在PFC控制器IOd中插入负载检测电路。在该实施例中，在MOSFET开关Ql的接地侧上插入电阻器Rsl，并且在IGBT开关Q2的接地侧上插入电阻器Rs2。在这一情况下，为了获得在根据欧姆定律来处理的电压与电流之间的对应性，在电阻器Rsl和电阻器Rs2的值相等时更容易进行处理。然而在向负载给予滞后的情况下考虑使电阻器Rsl和电阻器Rs2的值变化。电阻器Rsl和电阻器Rs2的电压由负载检测电路10_2d中的加法器相加。负载检测电路10-2d中的运算放大器对相加结果与阈值电压Vth进行比较。根据欧姆定律，当确定电阻值和电压时确定了电流。因此，在设计阶段假设目标电流并且确定与目标电流对应的阈值电压Vth就足够了。也通过如上文所述通过使用流动于开关元件中的电流来切换驱动器选择电路 10-5可以获得与第一实施例的效果类似的效果。第四实施例也可以应用于对图4和图5的电路进行运用的功率源电路。第五实施例接着将描述本发明的第五实施例。在第一实施例至第四实施例中，向PFC控制器中的负载检测器10-2等输入负载检测器10-2以及负载检测电路10-2c和10-2d的阈值电压。图10是示出了根据本发明第五实施例的有源滤波方法的PFC功率源的配置的电路图。该电路以图2的有源滤波方法的PFC功率源为基础。该实施例的有源滤波方法的PFC功率源具有分压电路3。在PFC控制器IOe中包括参考电压电路10_8e。参考电压电路IO-Se是为PFC控制器IOe提供的电压生成电路。在第一实施例至第四实施例中，向内部负载检测器等输入参考电压。对照而言，在第五实施例中，参考电压电路IO-Se的输出一度向PFC控制器IOe以外输出。在PFC控制器IOe以外对参考电压电路10_8e的输出进行分压，并且生成并向PFC 控制器IOe返回所需电压。分压由分压电路3进行。利用这样的配置，可以用最优负载控制MOSFET开关Ql和IGBT开关Q2。可以在产品制造期间校验实际产品的操作之时进行调谐，并且可以在大量生产之前调节设置。图10基于与第一实施例相关的图2。它也可以应用于第二实施例至第四实施例。通过使用可变电阻器作为配置分压电路3的任一个或者两个电阻器，可以使设置工作更容易。第六实施例接着将描述本发明的第六实施例。本发明的第六实施例可以提供一种通过切换阈值电压来适应AC 100V系统和AC 200V系统的功率源。图11是示出了根据本发明第六实施例的有源滤波方法的PFC功率源的配置的电路图。该电路以图2的有源滤波方法的PFC功率源为基础。在该实施例中，PFC控制器IOf中具有AC检测电路10_9、参考电压电路10_8f和转接开关10-10。它也包括两个系统的分压电路4和5。AC检测电路10-9是用于检测从功率源单元1输出的电压的电压检测电路。AC检测电路10-9根据检测结果来切换转接开关10-10。
参考电压电路IO-Sf是除了存在两个系统的输出之外与第五实施例的参考电压电路10_8e基本上相同的电路。分压电路4和5是用于经由转接开关10-10向负载检测器10_2供应参考电压的分压电路。在该图中，参考电压电路10_8f向分压电路4和5供应两个系统的输出。取而代之，可以类似于参考电压电路IO-Se供应一个系统的输出。在这一情况下，通过改变分压电路4和5的设置，分压电路4和5向转接开关10-10供应不同电压。利用这样的配置，根据功率源单元1的输出电压可以切换阈值电压。因而可以在 AC 200V系统与AC 100V系统之间恰当切换电压。第七实施例接着将描述本发明的第七实施例。在前述第一实施例至第六实施例中尚未描述如何封装部件。在第七实施例中将描述如何封装部件。图12是示出了与本发明相关的电路的封装分配的概念图。虽然该图示出了与本发明的第一实施例相关的电路，但是它可以类似地应用于其它第二实施例至第六实施例。在该图中，PFC控制器10装配于第一 IC芯片101上，并且MOSFET开关Ql和IGBT 开关Q2装配于第二 IC芯片102上。第一 IC芯片101和第二 IC芯片102装配于第一封装体201上。二极管Dl装配于另一第三IC芯片103上。第三IC芯片103单一地装配于第二封装体202上。图13是示出了与本发明相关的电路的另一封装分配的概念图。在该图中，PFC控制器10、M0SFET开关Ql和IGBT开关Q2装配于第一 IC芯片111 上。二极管Dl装配于另一第二 IC芯片112上。第一 IC芯片111装配于第一封装体211 上，并且第二 IC芯片112装配于第二封装体212上。图14是示出了与本发明相关的电路的又一封装分配的概念图。在该图中，PFC控制器10装配于第一 IC芯片121上，MOSFET开关Ql和IGBT开关Q2装配于第二 IC芯片122上，并且二极管Dl装配于第三IC芯片123上。第一 IC芯片 121装配于第一封装体221上，第二 IC芯片122装配于第二封装体222上，并且第三IC芯片123装配于第三封装体223上。图15是示出了与本发明相关的电路的另一封装分配的概念图。在该图中，PFC控制器10装配于第一 IC芯片131上，MOSFET开关Ql和IGBT开关 Q2装配于第二 IC芯片132上，并且二极管Dl装配于第三IC芯片133上。所有IC芯片装配于封装体231上。图16是示出了与本发明相关的电路的又一封装分配的概念图。在该图中，PFC控制器10、MOSFET开关Ql、IGBT开关Q2和二极管Dl装配于单个 IC芯片141上。获得IC芯片141装配于封装体241上这样的1个芯片1个封装体的配置。图17是示出了与本发明相关的电路的另一封装分配的概念图。在该图中，PFC控制器10装配于第一 IC芯片151上，并且MOSFET开关Ql、IGBT 开关Q2和二极管Dl装配于第二 IC芯片152上。第一 IC芯片151装配于第一封装体251上，并且第二 IC芯片152装配于第二封装体252上。通过如上文所述在IC芯片和封装体上装配本发明的电路，它们可以装配于实际器件上。虽然这里已经具体描述发明人实现的本发明如上，但是本发明显然不受前述实施例限制而是可以加以各种改变而不脱离主旨。第八实施例图20A至图20C、图21和图22示出了 MOSFET开关Ql、IGBT开关Q3和续流二极管FWD设置于单个封装体(半导体器件)中这一情况的配置。图20A、图20B和图20C分别示出了该封装体的表面、侧面和背面。图21示出了该封装体的内部结构。图22是等效电路图。MOSFET开关Ql形成于其上的半导体芯片CPM(下文称为MOSFET芯片)经由传导粘合剂CA装配于由铜等金属板形成的管芯焊盘DPl上。IGBT开关Q2形成于其上的半导体芯片CPI (下文称为IGBT芯片)和续流二极管FWD形成于其上的半导体芯片CPD (下文称为二极管芯片)经由传导粘合剂CA装配于管芯焊盘DP2上。MOSFET芯片CPM的栅极电极焊盘PD_G1和源极电极焊盘PD_S分别经由键合接线BW_G1 (第一栅极接线)和键合接线BW_ S (源极接线)电耦合到引线L_G1(第一栅极引线)和引线L_ES (射极和源极引线)。IGBT 芯片CPI的栅极电极焊盘PD_G2和射极电极焊盘PD(E)分别经由键合接线BW_G2 (第二栅极接线)和键合接线BW_E (射极接线)电耦合到引线L_G2(第二栅极引线)和引线L_ES。 二极管芯片CPD的阳极电极PD_A经由键合接线BW_E电耦合到IGBT芯片CPI的射极电极和引线L_ES。漏极电极形成于MOSFET芯片CPM的背侧上并且电耦合到引线L_D(漏极引线)。集极电极和阴极电极分别形成于IGBT芯片和二极管芯片的背侧上并且电耦合到引线 L_C(集极引线)。MOSFET芯片CPM、IGBT芯片CPI和二极管芯片CPD由树脂等密封构件密封。在管芯焊盘DPl和DP2中形成用于防止界面从密封构件松解的沟槽TR。另外，比其它区域更薄的阶梯⑶形成于各管芯焊盘DPl和DP2中。阶梯⑶也用来防止界面从密封构件松解。通孔TH形成于密封构件中。通孔TH用来通过螺丝在装配板上装配封装体。在该实施例中，MOSFET芯片CPM的源极电极PD_S和IGBT芯片CPI的射极电极 PD(E)电耦合于封装体中。第九实施例图23和图24示出了第九实施例。在第九实施例中，与第八实施例不同，MOSFET芯片CPM的漏极电极和IGBT芯片CPI的集极电极电耦合于封装体中。将描述与第八实施例不同的点。其它点类似于第八实施例的点。在管芯焊盘DP上经由传导粘合剂CA装配MOSFET芯片CPM、IGBT芯片CPI和二极管芯片CPD。MOSFET芯片CPM的栅极电极焊盘PD_G1和源极电极焊盘PD_S分别经由键合接线BW_G1 (第一栅极接线)和键合接线BW_S(源极接线)电耦合到引线L_G1 (第一栅极引线)和引线L_S (源极引线)。IGBT芯片CPI的栅极电极焊盘PD_G2和射极电极焊盘PD (E) 分别经由键合接线BW_G2(第二栅极接线)和键合接线BW_E(射极接线)电耦合到引线L_ G2(第二栅极引线)和引线L_ES (射极和源极引线)。二极管芯片CPD的阳极电极？0_八经由键合接线BW_E (射极接线)电耦合到IGBT芯片CPI的射极电极和引线L_E (射极引线)。 漏极电极、集极电极和阴极电极分别形成于MOSFET芯片CPM、IGBT芯片CPI和二极管芯片CPD的背侧上并且电耦合到引线L_CD(集极/漏极引线)。 虽然这里已经基于实施例具体描述发明人实现的发明如上，但是本发明并不限于前述实施例。本发明显然可以加以各种改变而不脱离主旨。
权利要求
1.一种电子器件，其中AC全波整流器电路、平滑电感器和整流二极管串联耦合，并且平滑电容器接地于所述整流二极管与输出端子之间，所述电子器件包括控制电路；以及第一开关和第二开关，用于控制所述平滑电感器并且并联接地，其中所述控制电路控制所述第一开关和所述第二开关中的各开关。
2.根据权利要求1所述的电子器件，还包括用于对所述输出端子的电压进行分压的分压电路，其中所述控制电路通过使用所述分压电路的输出来控制所述第一开关和所述第二开关。
3.根据权利要求2所述的电子器件，其中所述控制电路内部具有阈值电压、对所述阈值电压与所述分压电路的输出进行比较并且切换所述第一开关和所述第二开关。
4.根据权利要求3所述的电子器件，其中当所述分压电路的输出小于所述阈值电压时仅操作所述第一开关，并且其中当所述分压电路的输出大于所述阈值电压时操作所述第一开关和所述第二开关。
5.根据权利要求3所述的电子器件，其中当所述分压电路的输出小于所述阈值电压时仅操作所述第一开关，并且其中当所述分压电路的输出大于所述阈值电压时仅操作所述第二开关。
6.根据权利要求1所述的电子器件，还包括在所述输出端子与所述整流二极管之间的测量电阻器，其中所述控制电路通过使用在所述测量电阻器的两端的电势差来控制所述第一开关和所述第二开关。
7.根据权利要求6所述的电子器件，其中所述控制电路内部具有阈值电压、对所述阈值电压与在所述测量电阻器的两端之间的电势差进行比较并且切换所述第一开关和所述第二开关。
8.根据权利要求7所述的电子器件，其中当在所述测量电阻器的两端之间的电势差小于所述阈值电压时仅操作所述第一开关，并且其中当在所述测量电阻器的两端之间的电势差大于所述阈值电压时操作所述第一开关和所述第二开关。
9.根据权利要求7所述的电子器件，其中当在所述测量电阻器的两端之间的电势差小于所述阈值电压时仅操作所述第一开关，并且其中当在所述测量电阻器的两端之间的电势差大于所述阈值电压时仅操作所述第二开关。
10.根据权利要求1所述的电子器件，其中所述第一开关经由第一测量电阻器接地，并且所述第二开关经由第二测量电阻器接地，并且其中所述控制电路通过使用通过将在所述第一测量电阻器与所述第一开关之间的连接点的电压与在所述第二测量电阻器与所述第二开关之间的连接点的电压相加而获得的相加电压来控制所述第一开关和所述第二开关。
11.根据权利要求10所述的电子器件，其中所述控制电路内部具有阈值电压、对所述阈值电压与所述相加电压进行比较并且切换所述第一开关和所述第二开关。
12.根据权利要求11所述的电子器件，其中当所述相加电压小于所述阈值电压时仅操作所述第一开关，并且其中当所述相加电压大于所述阈值电压时操作所述第一开关和所述第二开关。
13.根据权利要求11所述的电子器件，其中当所述相加电压小于所述阈值电压时仅操作所述第一开关，并且其中当所述相加电压大于所述阈值电压时仅操作所述第二开关。
14.根据权利要求1所述的电子器件，其中所述控制电路包括用于生成阈值电压的参考电压电路，并且其中电压由所述控制电路以外的分压电路分压，并且所述控制电路使用所述分压电路的输出作为阈值。
15.根据权利要求1所述的电子器件，其中所述控制电路包括用于生成阈值电压的参考电压电路，其中所述参考电压电路的输出由所述控制电路以外的第一分压电路和第二分压电路分压，并且其中所述控制电路使用所述第一分压电路的输出作为第一电压阈值并且使用所述第二分压电路的输出作为第二电压阈值。
16.根据权利要求15所述的电子器件， 其中所述控制电路具有AC检测电路和转接开关，其中所述转接开关可以切换所述第一电压阈值和所述第二电压阈值，并且其中所述AC检测电路使用所述AC全波整流器电路的输出作为参考来切换所述转接开关。
17.一种电子器件，其中AC全波整流器电路、变压器和整流二极管串联耦合，并且平滑电感器接地于所述整流二极管与输出端子之间，所述电子器件包括第一开关和第二开关，用于控制所述平滑电感器并且并联接地；以及控制电路，用于通过所述变压器的次级绕组来进行零电流检测并且控制所述第一开关和所述第二开关中的各开关。
18.根据权利要求1至17中的任一权利要求所述的电子器件，其中所述第一开关为 MOSFET开关并且所述第二开关为IGBT开关。
19.根据权利要求1至16中的任一权利要求所述的电子器件，其中所述第一开关的电流容量小于所述第二开关的电流容量。
20.一种半导体器件，包括由金属制成的第一管芯焊盘和第二管芯焊盘；第一半导体芯片，装配于所述第一管芯焊盘上并且MOSFET形成于所述第一半导体芯片上；第二半导体芯片，装配于所述第二管芯焊盘上并且IGBT形成于所述第二半导体芯片上；以及密封构件，覆盖所述第一半导体芯片和所述第二半导体芯片， 其中所述第一半导体芯片具有所述MOSFET的源极电极、栅极电极和漏极电极， 其中所述第二半导体芯片具有所述IGBT的射极电极、基极电极和集极电极，并且其中所述第一半导体芯片的所述源极电极和所述第二半导体芯片的所述射极电极电華禹合。
21.根据权利要求20所述的半导体器件，还包括第一栅极引线，电耦合到所述第一半导体芯片的所述栅极电极； 漏极引线，电耦合到所述第一半导体芯片的所述漏极电极； 第二栅极引线，电耦合到所述第二半导体芯片的所述基极电极； 集极引线，电耦合到所述第二半导体芯片的所述集极电极；以及射极/源极引线，电耦合到所述第一半导体芯片的所述源极电极和所述第二半导体芯片的所述射极电极。
22.根据权利要求20所述的半导体器件，其中二极管电耦合于所述IGBT的所述射极与所述集极之间。
23.根据权利要求22所述的半导体器件，还包括第三半导体芯片，所述二极管形成于所述第三半导体芯片上并且所述第三半导体芯片装配于所述第二管芯焊盘上。
24.一种半导体器件，包括 由金属制成的管芯焊盘；MOSFET形成于其上的第一半导体芯片和IGBT形成于其上的第二半导体芯片，所述第一半导体芯片和所述第二半导体芯片装配于所述管芯焊盘上；以及密封构件，覆盖所述第一半导体芯片和所述第二半导体芯片， 其中所述第一半导体芯片具有所述MOSFET的源极电极、栅极电极和漏极电极， 其中所述第二半导体芯片具有所述IGBT的射极电极、基极电极和集极电极，并且其中所述第一半导体芯片的所述漏极电极和所述第二半导体芯片的所述集极电极电華禹合。
25.根据权利要求24所述的半导体器件，还包括第一栅极引线，电耦合到所述第一半导体芯片的所述栅极电极； 源极引线，电耦合到所述第一半导体芯片的所述源极电极； 射极引线，电耦合到所述第二半导体芯片的所述射极电极；以及漏极/集极引线，电耦合到所述第一半导体芯片的所述漏极电极和所述第二半导体芯片的所述集极电极。
26.根据权利要求24所述的半导体器件，其中二极管电耦合于所述IGBT的所述射极电极与所述集极电极之间。
27.根据权利要求26所述的半导体器件，还包括第三半导体芯片，所述二极管形成于所述第三半导体芯片上并且所述第三半导体芯片装配于所述管芯焊盘上。
全文摘要
本发明提供一种电子器件和半导体器件。本发明提供一种通过控制与有源滤波方法的PFC功率源的输出功率相关的PFC功率源的开关电路在PFC功率源中在全负载区域中提高效率的方法。提供控制对电感器进行充电/放电的一对两个开关。电流容量小的MOSFET开关用作开关之一，并且大电流容量的IGBT开关用作另一开关。当用于对PFC功率源的输出端子的电压进行分压的分压电路的输出小于阈值电压时仅操作MOSFET开关。当该输出超过阈值电压时也操作IGBT开关。
文档编号H01L25/18GK102223065SQ20111008252
公开日2011年10月19日 申请日期2011年3月30日 优先权日2010年3月31日
发明者中村诚, 喜多村守, 山内研也, 笠井宣利, 金泽孝光, 饭岛大辅, 鲇川一仁 申请人:瑞萨电子株式会社