专利名称：用于永磁同步电机的无位置传感驱动器的制作方法
相关申请的交叉参考本申请基于并要求2004年1月14日提交的第60/536566号和2004年10月27日提交的第60/622440号美国临时申请的优先权，其公开被并入本文作为参考。
背景技术：
永磁电机在工业中显示出了强劲的势头，这是由于它们效率较高且尺寸较小，这要归功于转子中永磁体的出现，特别是具有正旋反电动势的永磁电机备受重视，这是因为与它们的梯形反电动势等同物相比，它们产生更少的转矩脉动。同步电机通常包括位置传感器，用于支持基于位置的控制算法。假如对这种类型电机的市场需求明显增加，用于执行电机控制和驱动的无位置传感技术的使用就会变得更有价值。实际上，与去除位置传感器相关的成本降低是大量生产中重要的利润来源。而且，由于机械位置传感器体积庞大且易于在恶劣的环境下失灵，因此用无传感器算法来替代它能够增加电机驱动的可靠性。
已在文献中提及的无传感器算法可被分为以下两种截然不同的类别，即，只在高速下工作的无传感器算法和只在低速下工作的无传感器算法。迄今为止，还没有能够在整个速度范围内单独工作的无传感器算法。这样就限制了无传感器技术在伺服系统中的应用，如那些用于机器人技术和机动应用的伺服系统。
所有用于永磁电机的高速无传感器算法都直接或间接地基于从电机的反电动势提取位置信息。由于反电动势实际上在低速时并不存在，因此这些技术无法在低速范围内运用。作为从反电动势提取位置信息的方法，已经提出了各种算法。例如，状态观测、卡尔曼滤波、虚拟转子位置、以及电压和电流测量已被成功用作高速无传感器方法。
所有低速无传感器算法均建立在从定子电感变化提取位置信息的基础之上，该定子电感变化由转子凸极效应(rotor saliency)引起。因此，与高速无传感器算法不同，低速无传感器算法被限制为用于具有凸极效应的永磁电机。这种凸极效应通常是电机结构的特征，例如在IPM(interior permanent magnet，内部永磁)电机中的情况。在IPM电机中，即使在低速或零速的情况下，凭借各种激励也可检测到由转子凸极效应引起的定子电感变化。之后，检测到的定子电感变化就能用于提取位置信息。因此，低速无传感器算法可通过它们的激励方法和定子电感变化的检测方法来分类。比如，基于通过测试脉冲和电流幅度的测量，振荡矢量激励和高频阻抗的测量，振荡矢量激励和相位的测量，以及旋转矢量激励和电流解调的激励方法在低速和零速时被成功用于估计位置。因为在高速时多个必要假设变为无效，因此这些低速无传感器算法无法在高速下工作。而且，它们有一个共同的限制，即所估计的位置的极性(正极或负极)未知并且必须通过其他的方法来确定。
发明内容
根据这些问题，本发明涉及一种算法，称为“融合算法(fusionalgorithm)”，其将来自高速的和低速的无传感器算法信息融合以估计电机的位置。信息采用无缝接合，因此，所估计的位置在整个速度范围内都有效。试验结果说明，在大部分速度范围内，从融合算法所得的位置估计误差要小于单独由低速或高速算法获得的位置估计误差。而且，试验结果还表明融合算法解决了位置的极性问题，该问题为低速无传感器算法的特征。
本发明包括(A)电机模型，将用于整个讨论中；(B)高速无传感器算法，用于在高速时估计位置；(C)低速无传感器算法，用于在低速或零速时估计位置；(D)拟用的融合算法；(E)整个系统的试验结果，建立在新的融合算法上；以及(F)结论。
从以下参考附图的本发明实施方式的说明中，本发明的其他特征和优点将显而易见。
图1为两极IPM电机的剖视图，用于说明本发明的原理；图2为示出了构成部分高速无传感器算法的反电动势观测器的框图；图3为示出了用于本发明的高速无传感器算法和其他方面的锁相环的框图；图4为示出了低速无传感器算法的框图；图5为表示低速无传感器算法中电流反馈的相量图；图6为示出了融合算法的高电平框图；图7为示出了融合误差信号的曲线图；图8为融合算法的框图；图8A为表示激励幅度的曲线图；图9示出了试验建立的框图；图10为在273 RPM时的估计位置、实际位置以及估计值和实际值的曲线图；图11为在1000 RPM时的估计位置、实际位置以及估计值和实际值的曲线图；图12为示出了作为速度函数的估计误差的曲线图；图13为示出了位置极性解决方案的一个示例的曲线图。
具体实施例方式
A.电机的数学模型具有凸极效应的永磁电机在它沿d轴观测的定子电感L和沿旋转坐标系的q轴观测的定子电感L之间存在恒定的差值ΔL′。在静止坐标系中，这个差值表示作为转子位置函数的L的变化。这就是图1中所示的用于IPM电机的情况，其显示出了凸极效应。对于该IPM电机，显然认为通量ΦαS的磁阻小于ΦβS，因为其大部分沿低磁阻磁性材料的长度方向流动，因此，电感Lα将会不同于Lβ。
该电感变化显示于决定了电机的电动力学的微分方程式中。在旋转坐标系中通过(1)和(2)给出。
Vdr=Ridr+Lddtidr-Lωmiqr---(1)]]>Vqr=Riqr+Lddtiqr-ΔLrddtiqr+Lωmidr+λrωm---(2)]]>其中·Vdr和Vqr为直流电压和正交电压。
·idr和iqr为直流电流和正交电流。
·ωm为转子的机械速度。
·λr为等效磁通。
·L为平均定子线圈电感。
·R为定子电阻。
·ΔLr为由凸极效应引起的在d轴和q轴电感之间的恒定差值。
在方程式(2)中，在电机不存在凸极效应的情况下，ΔLr为零。方程式(1)和(2)可被转换到静止坐标系中，即得到方程式(3)和(4)。
Vαs=Riαs+Lddtiαs+ΔLrsin(2θe)ddtiαs-Lωmiβs-λrωmsin(θe)---(3)]]>Vβs=Riβs+Lddtiβs-ΔLrcos(2θe)ddtiβr+Lωmiαr+λrωmcos(θe)---(4)]]>此处θe为转子电动位置。
从(3)和(4)显然可看出电感变化ΔLr在静止坐标系中变成转子位置的正弦函数。因此，低速无传感器算法的工作就是提取位置信息。同样地，显然可看出电机反电动势λrωm在静止坐标系中也成为转子位置的正弦函数。由于在高速时有大量的反电动势，因此高速无传感器算法的工作就是提取内含的位置信息。
相对于磁通正交流动的定子电流将产生由方程式(5)给出的转矩。
Tm=Pλriqr---(5)]]>此处，Tm为电机转矩，P为在电机中形成的极对数目。转矩将使得转子转动，其由方程式(6)所示的微分方程所决定。
Jddtωm=Tm-βm-TL---(6)]]>其中·J为转子组件的转动惯量。
·β为转子和定子间的阻尼系数。
·TL为负载或扰动转矩。
B.高速无传感器算法从方程式(3)和(4)可看出，绝对转子位置信息内含在电机反电动势项内。因此，高速无传感器算法的第一个阶段是反电动势观测。忽略由于转子凸极效应引起的电感变化以及(3)和(4)的交叉耦合项，决定所述观测的微分方程由(7)和(8)给出。反电动势观测器的框图另示于图2中。
Lddtiαs‾=Vαs-Riαs‾+KPs+KIs(iαs-iαs‾)---(7)]]>Lddtiβs‾=Vβs-Riβs‾+KPs+KIs(iβs-iβs‾)---(8)]]>此处 为估计的电机α轴电流。
为估计的电机β轴电流。
·LP为比例常数。
·KI为积分常数。
反电动势观测器的输出为由方程式(9)所表达的估计反电动势项。
Eαβs‾≈λrωmsin(θe)-λrωmcos(θe)---(9)]]>给定这些估计的反电动势项，利用反正切函数即可计算出转子位置，如方程式(10)所示。
θe‾=arctan[λrωmsin(θe)λrωmcos(θe)]---(10)]]>由于反正切函数计算量大，从执行的角度而言，采用锁相环(PLL)提取转子位置信息更具有实用性。这种PLL的框图示于图3。PLL将估计的反电动势项作为输入，并提取转子位置。“符号(sign)”单元将θ乘以符号ωm。PLL由此得到绝对转子电动位置的估计值，其在高速时有效。
在低速和零速时，电机反电动势不再存在，且PLL输出(如估计的转子位置)变为无效。这个问题常见于所有基于从电机反电动势提取位置信息的无传感器算法中。
C.低速无传感器算法在低速和零速下，电机反电动势不存在。这样，如上述(B)节说明的那样，就不可能从反电动势项提取位置信息。反之，可以利用由转子凸极效应引起的电感变化，其也包含了绝对转子位置信息。从方程式(3)和(4)可看出，该电感变化的幅度为电机电流导数的函数。作为放大这些导数的方法，从而使得可观察到电感变化项，可采用高频电压来激励电机。激励电压如图4所示地被施加到定子中。
对源自激励的电流反馈进行采样，同时使用图4中所示的解调算法对样本进行数字处理。低速时，电流反馈可由图5的相量图来表示。
因此，电流包括三个分量，第一分量IeJωht是以转子速度旋转的转矩产生电流。第二分量IFeJωht是以激励频率前向旋转(即逆时针方向)。第三分量 以激励频率后向旋转(即顺时针方向)。但是，该第三分量在它的相位中包含了转子位置信息。因此，解调算法的目的就是提取这些位置信息。
如图4所示，解调算法包括四级，第一级为带通滤波器，其去除转矩产生电流。第二级为陷波滤波器，其去除前向旋转的电流分量。第三步为坐标系变换，其将余下的后向分量转变成与激励频率的虚部同步旋转的坐标系。这是为了有效去除后向旋转分量对-ωht的依赖性。第三级的输出为作为转子绝对位置函数旋转的单一向量。第四级，即最后一级，利用锁相环提取转子绝对位置。
在图4中，电流指令表达了将在电机中出现的电流的优选量。通常，电机由控制系统来驱动。控制系统可以是位置控制器、速度控制器、或电流控制器。本发明的实施方式采用的是电流控制器。电流控制器的作用是以定子中出现的电流的数量等于被指示的电流数量(即，电流指令指示的数量)的方式来驱动电机。换句话说，电流控制器使得电机电流不断追踪电流指令。在速度控制器的情况下，以电机速度追踪速度指令的方式来驱动电机。这个原理也可用于位置控制器。
请注意，在高速时，图5的相量图会发生畸变，这是由于反电动势的存在，其在图5的推导中被忽略。这样，在高速时，提取包含于向后旋转电流分量中的位置将不再简单。因而在高速时，低速无传感器算法不起作用。
在低速时，无传感器算法产生的估计位置存在位置极性问题。这是由于所提取的位置是磁极的位置。由于每个转子电力旋转有两个极(即磁场的北极和南极)，因此所提取的位置就成为转子位置两倍的函数，这样就失去了真实的转子极性。在(D)节中将会示出所建议的融合算法能够解决这种位置极性问题。
D.所建议的融合算法由于高速无传感器算法无法应用于低速情况下，而低速无传感器算法也不能用于高速情况下，因此提出了一种新的融合算法，使得在整个速度范围内都能进行无传感器操作。所建议的算法将来自低速和高速无传感器算法的信息融合。两种无传感器算法都被融合算法采用，如图6所示。图6中的“融合算法”单元包括用于图3中所示的高速算法的PPL。其还包括用于图4中所示的低速算法的PPL，在本实施方式中，该PPL可以与示于图3中的PPL相同。在图6中，信号IBαβS表示信号 信号 由它的矩形分量表达，而不是由复指数来表达。
依据下面的方程式(11)，图8框图表示的融合算法产生误差信号e(θe)，其作为对比例积分(PI)控制器的输入。误差信号使比例积分控制器的输出收敛到实际的转子位置。根据融合算法的主要目的，误差信号可在整个速度范围内无缝应用，使得在任何速度下都能进行无传感器操作。所提出的误差信号由方程式(11)给出。在图7中，其被额外绘制为估计位置的函数，并用于实际转子位置被固定在 的情况。
在图7中，虚线代表速度为零的情况下的误差信号。随着速度的增加，误差信号的形状变为加号线和实线。可以看出，收敛(convergence)点(即 )在任何速度下都保持有效。而且，从图7可明显看到，在零速时有两个收敛点。这与低速无传感器算法的位置极性问题相一致。但是，随着速度的增加，错误的收敛点(即- )就消失了。这就是融合算法能够解决位置极性问题的原理。给出方程(11)的误差信号，融合算法就可由图8的框图表达。如上所述，融合算法包括分别用于高速算法和低速算法的PPL，两者都是基于示于图3中的基本PPL电路。
当速度增加时，融合算法允许抑制低速无传感器算法所需的激励信号。实际上，这种激励信号产生了在某些应用(如机动系统)中十分不希望出现的音频噪声。随着速度的增加，为了提取电机的位置，融合算法更多地依赖电机反电动势，更少依靠低速无传感器算法。由于不太需要低速无传感器算法，因此随着速度的增加，电机的激励可被减弱，以减少音频噪音。在本发明的研究工作中，电机激励作为误差信号导数的函数被控制，在估计位置与实际位置相等的点求出激励信号。即，激励信号幅度Vh被方程(12)控制。
Vh=max0Vhmax+Kscaleddθ‾ee(θ‾e)|θ‾e=θe---(12)]]>设计方程(12)以控制激励幅度，从而例如保持误差导数为负(negative)并允许融合算法的稳定收敛。
随着电机速度的增加，电机反电动势增大，方程(12)的导数项为绝对值更大的负值。这就造成激励幅度Vh减少(即，在高速时不再需要激励)。激励幅度被限制为0与Vhmax的最大值之中的最小值。如果电机速度减小，方程(12)的导数项为绝对值较小的负值。在这种情况下，激励幅度增加。图8A示出了这种情况。
E.试验结果图9描绘了用于获得本节中所述结果的试验设置。电子控制单元(ECU)的元件皆为通用元件，除了新的数字信号处理器(DSP)，其用于执行这里所述的融合算法。RBEH电机系列由Kollmorgen制造。
图10和图11分别示出了在低速和高速记录下来的估计转子位置和实际转子位置。估计位置由融合算法生成。从这些图中可以看出，估计误差保持为最小。
图12示出了作为转子速度函数的估计误差，其通过融合算法获得，也可通过单独使用低速无传感器算法和高速无传感器算法来获得。
从图12中可看出，同单独使用低速或高速无传感器算法相比，融合算法提供了更小的估计误差。这在大部分速度范围内都成立。因此，从性能的角度而言，与使用低速无传感器算法、并在达到某个速度阈值后突然转换到高速无传感器算法相比，使用融合算法具有更大的优势。
最后，图13示出了位置极性解决方法的示例。
F.结论如文中所述，新式融合算法实现了在很宽的速度范围内的无传感器操作。可得到如下结论。
融合算法允许在电机试验的整个速度范围(零到大约2000r.p.m)内实现无传感器操作，且应该在任何永磁电机的全部速度范围内同样有效。
融合算法显示比单独使用低速或高速无传感器算法有更小的估计误差。
融合算法解决了在电机速度增大时的位置极性问题。
采用融合算法，随着速度的增加，电机激励可被减弱，以减少音频噪声。
虽然已经结合特定实施方式对本发明进行了描述，但是对本领域技术人员而言，许多其他的变化和修改，以及其他应用将显而易见。因此，本发明不限于此处的具体公开。
权利要求书(按照条约第19条的修改)1.一种用于永磁同步电机的无位置传感驱动器，包括驱动电路，可用于驱动永磁同步电机；以及控制模块，其从所述永磁同步电机接收电压和电流信息，确定所述永磁电机的转子位置，并在电机速度为零速、低速和高速时，根据所述转子位置产生控制所述驱动电路的控制信号。
2.如权利要求1所述的驱动器，其中，在相对低速时，所述控制模块根据转子电感变化得出所述转子位置。
3.一种用于永磁同步电机的无位置传感驱动器，包括驱动电路，可用于驱动永磁同步电机；以及控制模块，其从所述永磁同步电机接收电压和电流信息，确定所述永磁电机的转子位置，并在电机速度为零速、低速和高速时，根据所述转子位置产生控制所述驱动电路的控制信号，其中，在相对低速时，所述控制模块根据转子电感变化得出所述转子位置，以及其中所述电感变化由下式决定Vdr=Ridr+Lddtidr-Lωmiqr---(1)]]>Vqr=Riqr+Lddtiqr-ΔLrddtiqr+Lωmidr+λrωm---(2)]]>其中·Vdr和Vqr为直流电压和正交电压，·edr和iqr为直流电流和正交电流，·ωm为转子的机械速度，·λr为等效磁通，·L为平均定子线圈电感，·R为定子电阻，
·ΔLr为由凸极效应引起的在d轴和q轴电感之间的恒定差值。
4.如权利要求3所述的驱动器，其中，在零速和低速时，所述控制模块决定所述转子位置的极性。
5.如权利要求3所述的驱动器，其中，当电机速度相对较高时，所述控制模块根据反电动势得出所述转子位置。
6.如权利要求3所述的驱动器，其中，所述控制模块还用于控制将高频激励电压加入所述电机的定子中，以放大所述电感变化。
7.如权利要求6所述的驱动器，其中，当电机速度增加时，所述激励电压减小。
8.如权利要求7所述的驱动器，其中，所述激励电压由下式控制Vh=max0Vhmax+Kscaleddθ‾ee(θ‾e)|θ‾e=θe---(12).]]>9.如权利要求6所述的驱动器，其中，由所述激励电压产生的电流反馈被解调模块解调。
10.如权利要求9所述的驱动器，其中，所述解调模块包括滤波器、坐标系转换和锁相环。
11.如权利要求10所述的驱动器，包括反电动势观测模块。
12.一种用于永磁同步电机的无位置传感驱动器，包括驱动电路，可用于驱动永磁同步电机；以及控制模块，其从所述永磁同步电机接收电压和电流信息，确定所述永磁电机的转子位置，并在电机速度为零速、低速和高速时，根据所述转子位置产生控制所述驱动电路的控制信号，其中，在电机速度相对较高时，所述控制模块根据反电动势得出所述转子位置，包括反电动势观测模块，其中，反电动势的估计值由下式表达Eαβs‾≈λrωmsin(θe)-λrωmcos(θe)---(9).]]>13.如权利要求12所述的驱动器，其中，所述转子位置由下式表达θe‾=arctan[λrωmsin(θe)λrωmcos(θe)]---(10).]]>14.一种用于永磁同步电机的无位置传感驱动器，包括驱动电路，可用于驱动永磁同步电机；以及控制模块，其从所述永磁同步电机接收电压和电流信息，确定所述永磁电机的转子位置，并在电机速度为零速、低速和高速时，根据所述转子位置产生控制所述驱动电路的控制信号，其中，在电机速度相对较高时，所述控制模块根据反电动势得出所述转子位置，包括反电动势观测模块，其中，锁相环从所述反电动势观测模块的输出提取所述转子的位置。
15.如权利要求1所述的驱动器，其中，所述控制模块包括第一模块，提取和处理电感变化并在相对低速或零速下提供位置信息；以及第二模块，提取和处理反电动势变化并在相对高速下提供位置信息。
16.一种用于永磁同步电机的无位置传感驱动器，包括驱动电路，可用于驱动永磁同步电机；以及控制模块，其从所述永磁同步电机接收电压和电流信息，确定所述永磁电机的转子位置，并在电机速度为零速、低速和高速时，根据所述转子位置产生控制所述驱动电路的控制信号，其中，所述控制模块包括第一模块，其提取和处理电感变化并在相对低速或零速下提供位置信息；以及第二模块，其提取和处理反电动势变化并在相对高速下提供位置信息，其中，所述转子位置与所述电感和反电动势变化有如下关系Vαs=Riαs+Lddtiαs+ΔLrsin(2θe)ddtiαs-Lωmiβs-λrωmsin(θe)---(3)]]>Vβs=Riβs+Lddtiβs-ΔLrcos(2θe)ddtiβr+Lωmiαr+λrωmcos(θe)---(4)]]>其中，θe为转子电动位置。
17.一种用于永磁同步电机的无位置传感驱动器，包括驱动电路，可用于驱动永磁同步电机；以及控制模块，其从所述永磁同步电机接收电压和电流信息，确定所述永磁电机的转子位置，并在电机速度为零速、低速和高速时，根据所述转子位置产生控制所述驱动电路的控制信号，其中，所述控制模块包括第一模块，其提取和处理电感变化并在相对低速或零速下提供位置信息；第二模块，其提取和处理反电动势变化并在相对高速下提供位置信息，以及合成模块，其合并所述第一和第二模块输出的位置数据，并在所有所述零速、低速和高速下传递位置数据。
18.如权利要求17所述的驱动器，其中，所述合成模块包括分别用于所述第一和第二模块的锁相环。
19.一种提供用于永磁同步电机的无位置传感驱动的方法，包括如下步骤提供可用于驱动永磁同步电机的驱动电路；以及通过从所述永磁同步电机接收电压和电流信息的步骤来控制所述驱动电路，确定所述永磁电机的转子位置，并在电机速度为零速、低速和高速时，根据所述转子位置产生控制所述驱动电路的控制信号。
20.如权利要求19所述的方法，其中，在相对低速时，所述控制步骤根据转子电感变化得出所述转子的位置。
21.一种提供用于永磁同步电机的无位置传感驱动的方法，包括如下步骤提供可用于驱动永磁同步电机的驱动电路；以及通过从所述永磁同步电机接收电压和电流信息的步骤来控制所述驱动电路，确定所述永磁电机的转子位置，并在电机速度为零速、低速和高速时，根据所述转子位置产生控制所述驱动电路的控制信号，其中，在相对低速时，所述控制步骤根据转子电感变化得出所述转子的位置，其中，所述电感变化由下式决定Vdr=Ridr+Lddtidr-Lωmiqr---(1)]]>Vqr=Riqr+Lddtiqr-ΔLrddtiqr+Lωmidr+λrωm---(2)]]>其中·Vdr和Vqr为直流电压和正交电压，·idr和iqr为直流电流和正交电流，·ωm为转子的机械速度，·λr为等效磁通，
·L为平均定子线圈电感，·R为定子电阻，·ΔLr为由凸极效应引起的在d轴和q轴电感之间的恒定差值。
22.如权利要求21所述的方法，其中，所述控制步骤还控制将高频激励电压加入所述电机的定子中，以放大所述电感变化。
23.如权利要求22所述的方法，其中，随着电机速度增加，所述激励电压减小。
24.如权利要求23所述的方法，其中，所述激励电压由下式控制Vh=max0Vhmax+Kscaleddθ‾ee(θ‾e)|θ‾e=θe---(12).]]>25.如权利要求22所述的方法，还包括根据所述激励电压解调电流反馈的步骤。
26.如权利要求25所述的方法，其中，所述解调步骤包括滤波步骤、坐标系变换步骤和用锁相环提取的步骤。
27.如权利要求21所述的方法，其中，在零速和低速时，所述控制步骤决定所述转子位置的极性。
28.如权利要求21所述的方法，其中，当电机速度相对较高时，所述控制步骤根据反电动势得出所述转子的位置。
29.如权利要求28所述的方法，其中，锁相环从反电动势观测模块的输出提取转子位置。
30.一种提供用于永磁同步电机的无位置传感驱动的方法，包括如下步骤提供可用于驱动永磁同步电机的驱动电路；以及通过从所述永磁同步电机接收电压和电流信息的步骤来控制所述驱动电路，确定所述永磁电机的转子位置，并在电机速度为零速、低速和高速时，根据所述转子位置产生控制所述驱动电路的控制信号，其中，在电机速度相对较高时，所述控制步骤根据反电动势得出所述转子的位置，其中，反电动势的估计值由下式表达Eαβs‾≈λrωmsin(θe)-λrωmcos(θe)---(9).]]>31.如权利要求30所述的方法，其中，所述转子位置由下式表达θe‾=arctan[λrωmsin(θe)λrωmcos(θe)]---(10).]]>32.如权利要求19所述的方法，其中，所述控制步骤包括第一步，提取并处理电感变化，并在相对低速或零速下根据所述电感变化提供位置信息；以及第二步，提取并处理反电动势变化，并在相对高速下根据所述反电动势变化提供位置信息。
33.一种提供用于永磁同步电机的无位置传感驱动的方法，包括如下步骤提供可用于驱动永磁同步电机的驱动电路；以及通过从所述永磁同步电机接收电压和电流信息的步骤来控制所述驱动电路，确定所述永磁电机的转子位置，并在电机速度为零速、低速和高速时，根据所述转子位置产生控制所述驱动电路的控制信号，其中，所述控制步骤包括第一步，提取并处理电感变化，并在相对低速或零速下根据所述电感变化提供位置信息；以及第二步，提取并处理反电动势变化，并在相对高速下根据所述反电动势变化提供位置信息，其中，所述转子位置与所述电感和反电动势变化有如下关系Vαs=Riαs+Lddtiαs+ΔLrsin(2θe)ddtiαs-Lωmiβs-λrωmsin(θe)---(3)]]>Vβs=Riβs+Lddtiβs-ΔLrcos(2θe)ddtiβr+Lωmiαr+λrωmcos(θe)---(4)]]>其中，θe为转子电动位置。
34.一种提供用于永磁同步电机的无位置传感驱动的方法，包括如下步骤提供可用于驱动永磁同步电机的驱动电路；以及通过从所述永磁同步电机接收电压和电流信息的步骤来控制所述驱动电路，确定所述永磁电机的转子位置，并在电机速度为零速、低速和高速时，根据所述转子位置产生控制所述驱动电路的控制信号，其中，所述控制步骤包括第一步，提取并处理电感变化，并在相对低速或零速下根据所述电感变化提供位置信息；第二步，提取并处理反电动势变化，并在相对高速下根据所述反电动势变化提供位置信息，以及合成步骤，合并所述第一和第二步骤输出的位置数据，并在所有所述零速、低速和高速下传递位置数据。
35.如权利要求34所述的方法，其中，所述合成步骤采用分别用于所述第一和第二步骤的锁相环。
权利要求
1.一种用于永磁同步电机的无位置传感驱动器，包括驱动电路，可用于驱动永磁同步电机；以及控制模块，其接收来自所述永磁同步电机的电压和电流信息，确定所述永磁电机的转子位置，并在电机速度为零速、低速和高速时，根据所述转子位置产生控制所述驱动电路的控制信号。
2.如权利要求1所述的驱动器，其中，在相对低速时，所述控制模块根据转子电感变化得出所述转子位置。
3.如权利要求2所述的驱动器，其中，所述电感变化由下式决定Vdr=Ridr+Lddtidr-Lωmiqr...(1)]]>Vqr=Riqr+Lddtiqr-ΔLrddtiqr+Lωmidr+λrωm...(2)]]>其中·Vdr和Vqr为直流电压和正交电压，·idr和iqr为直流电流和正交电流，·ωm为转子的机械速度，·λr为等效磁通，·L为平均定子线圈电感，·R为定子电阻，·ΔLr为由凸极效应引起的在d轴和q轴电感之间的恒定差值。
4.如权利要求3所述的驱动器，其中，所述控制模块还用于控制将高频激励电压加入电机的定子中，以放大所述电感变化。
5.如权利要求4所述的驱动器，其中，随着电机速度增加，所述激励电压减小。
6.如权利要求5所述的驱动器，其中，所述激励电压由下式控制Vh=max0Vhmax+Kscaleddθ‾ee(θ‾e)|θ‾e=θe...(12).]]>
7.如权利要求4所述的驱动器，其中，由所述激励电压产生的电流反馈被解调模块解调。
8.如权利要求7所述的驱动器，其中，所述解调模块包括滤波器、坐标系转换和锁相环。
9.如权利要求1所述的驱动器，其中，在零速和低速，所述控制模块决定所述转子位置的极性。
10.如权利要求1所述的驱动器，其中，当电机速度相对较高时，所述控制模块根据反电动势得出所述转子的位置。
11.如权利要求10所述的驱动器，包括反电动势观测模块。
12.如权利要求11所述的驱动器，其中，估计的反电动势值由下式表达Eαβs‾≈λrωmsin(θe)-λrωmcos(θe)...(9).]]>
13.如权利要求12所述的驱动器，其中，所述转子位置由下式表达θe‾=arctanλrωmsin(θe)-λrωmcos(θe)...(10).]]>
14.如权利要求11所述的驱动器，其中，锁相环从所述反电动势观测模块的输出提取转子位置。
15.如权利要求1所述的驱动器，其中，所述控制模块包括第一模块，提取和处理电感变化并在相对低速或零速下提供位置信息；以及第二模块，提取和处理反电动势变化并在相对高速下提供位置信息。
16.如权利要求15所述的驱动器，其中，所述转子位置与所述电感和反电动势变化有如下关系Vαs=Riαs+Lddtiαs+ΔLrsin(2θe)ddtiαs-Lωmiβs-λrωmsin(θe)...(3)]]>Vβs=Riβs+Lddtiβs+ΔLrcos(2θe)ddtiβs-Lωmiαs-λrωmcos(θe)...(4)]]>其中，θe为转子电动位置。
17.如权利要求15所述的驱动器，还包括，合成模块，其合并所述第一和第二模块输出的位置数据，并在所有所述零速、低速和高速下传递位置数据。
18.如权利要求17所述的驱动器，其中，所述合成模块包括分别用于所述第一和第二模块的锁相环。
19.一种提供用于永磁同步电机的无位置传感驱动的方法，包括如下步骤提供可用于驱动永磁同步电机的驱动电路；以及通过从所述永磁同步电机接收电压和电流信息的步骤来控制所述驱动电路，确定所述永磁电机的转子位置，并在电机速度为零速、低速和高速时，根据所述转子位置产生控制所述驱动电路的控制信号。
20.如权利要求19所述的方法，其中，在相对低速时，所述控制步骤根据转子电感变化得出所述转子的位置。
21.如权利要求20所述的方法，其中，所述电感变化由下式决定Vdr=Ridr+Lddtidr-Lωmiqr...(1)]]>Vqr=Riqr+Lddtiqr-ΔLrddtiqr+Lωmidr+λrωm...(2)]]>其中·Vdr和Vqr为直流电压和正交电压，·idr和iqr为直流电流和正交电流，·ωm为转子的机械速度，·λr为等效磁通，·L为平均定子线圈电感，·R为定子电阻，·ΔLr为由凸极效应引起的在d轴和q轴电感之间的恒定差值。
22.如权利要求20所述的方法，其中，所述控制步骤还控制将高频激励电压加入电机的定子中，以放大所述电感变化。
23.如权利要求22所述的方法，其中，随着电机速度增加，所述激励电压减小。
24.如权利要求23所述的方法，其中，所述激励电压由下式控制Vh=max0Vhmax+Kscaleddθ‾ee(θ‾e)|θ‾e=θe...(12).]]>
25.如权利要求22所述的方法，还包括根据所述激励电压解调电流反馈的步骤。
26.如权利要求25所述的方法，其中，所述解调步骤包括滤波步骤、坐标系变换步骤和用锁相环提取步骤。
27.如权利要求19所述的方法，其中，在零速和低速时，所述控制步骤决定所述转子位置的极性。
28.如权利要求19所述的方法，其中，当电机速度相对较高时，所述控制步骤根据反电动势得出所述转子的位置。
29.如权利要求28所述的方法，其中，估计的反电动势值由下式表达Eαβs‾≈λrωmsin(θe)-λrωmcos(θe)...(9).]]>
30.如权利要求29所述的方法，其中，所述转子位置由下式表达θe‾=arctanλrωmsin(θe)-λrωmcos(θe)...(10).]]>
31.如权利要求28所述的方法，其中，锁相环从反电动势观测模块的输出提取转子位置。
32.如权利要求19所述的方法，其中，所述控制步骤包括第一步，提取并处理电感变化，并在相对低速或零速下根据所述电感变化提供位置信息；以及第二步，提取并处理反电动势变化，并在相对高速下根据所述反电动势变化提供位置信息。
33.如权利要求32所述的方法，其中，所述转子位置与所述电感和反电动势变化有如下关系Vαs=Riαs+Lddtiαs+ΔLrsin(2θe)ddtiαs-Lωmiβs-λrωmsin(θe)...(3)]]>Vβs=Riβs+Lddtiβs+ΔLrcos(2θe)ddtiβs-Lωmiαs-λrωmcos(θe)...(4)]]>其中，θe为转子电动位置。
34.如权利要求32所述的方法，还包括，合成步骤，合并所述第一和第二步骤输出的位置数据，并在所有所述零速、低速和高速下传递位置数据。
35.如权利要求34所述的方法，其中，所述合成步骤采用分别用于所述第一和第二步骤的锁相环。
全文摘要
一种无传感器电机控制算法，其可在从低速到高速的整个速度范围内单独工作。这种“融合”算法无缝融合了由高速和低速无传感器算法分别产生的位置数据。所得到的无传感器驱动器允许在永磁电机的整个速度范围内进行有效的无位置传感操作。
文档编号H02P6/18GK1918780SQ200580004124
公开日2007年2月21日 申请日期2005年1月14日 优先权日2004年1月14日
发明者吉恩·基龙 申请人:国际整流器公司