接收装置、集成电路、接收方法及接收程序的制作方法

专利名称：接收装置、集成电路、接收方法及接收程序的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种接收多路复用多个副载波的多载波调制信号的技术。
背景技术：
当前，以地面数字广播为首在IEEE802. Ila的各种数字通信中，广泛采用正交频 分复用(OFDM :0rthogonal Frequency Division Multiplexing)方式作为传输方式。OFDM 方式是使用彼此正交的副载波来频率多路复用多个窄带数字调制信号并发送的方式，所以 是频率的利用效率高的传输方式。另外，在OFDM方式中，一个符号期间由有效符号期间与保护间隔期间构成，为了 在符号内具有周期性，将有效符号期间的信号的一部分复写到保护间隔期间。因此，可削减 因多路径干扰所产生的符号间的干扰的影响，对多路径干扰具有好的耐性。在作为日本地面数字广播方式的ISDB-Tantegrated Services DigitalBroadcasting-Terrestrial，综合服务数字广播-地球)中，使用图30所示的发送 格式,在作为欧洲地面数字广播方式的DVB-T (Digital VideoBroadcasting-Terrestrial, 数字视频广播-地球)中，使用图31所示的发送格式。在图30和图31中，横轴表示载波 (频率)方向，纵轴表示符号(时间)方向。如图30和图31所示，在ISDB-T及DVB-T中，载波方向上每12个副载波、符号方 向上每4个符号分散地插入导频信号。这被称为分散导频(Scatter Pilot :SP)信号，是发 送装置及接收装置双方已知的信号，用于接收装置中传输路特性的推定。另外，在DVB-T中，除SP信号外，还存在称为连续导频(ContinualPilot =CP)信 号的导频信号。CP信号是特定副载波中对每个符号插入的导频信号，用于去除CPE (Common Phase Error，通用相位错误)等，是发送装置及接收装置双方已知的信号。图32中示出池 模式中插入CP信号的副载波(下面称为“CP载波”。)的位置。其中，图32中的值表示设 最低载波频率的有效副载波的载波索引为O时的CP载波的载波索引的值。另外，在ISDB-T 中，仅在1个副载波中插入CP信号。为了接收OFDM信号，有必要实施载波频率同步。载波频率同步一般分为检测并校 正被传输的副载波间隔以内的偏移(窄带载波频率偏移)的窄带载波频率同步、与检测并 校正副载波间隔单位的偏移(宽带载波频率偏移)的宽带载波频率同步这两种。随着窄带载波频率偏移变大，数据误差变大。另一方面，若存在宽带载波频率偏 移，则副载波的位置偏移，所以会执行使用其他副载波的信号处理，不能全部解调，难以稳 定接收。因此，以前提出了进行宽带载波频率同步的技术。例如，专利文献1中公开了一种 通过算出DVB-T传输格式中包含的CP信号的配置相关来进行宽带载波频率同步的正交频 分复用信号解调装置(下面称为“0FDM信号解调装置”。)。图33中示出专利文献1中公 开的OFDM信号解调装置的构成。接收侧从传输路输入OFDM信号解调装置的OFDM信号由调谐器1001从RF (RadioFrequency，射频)带频率变换为IF(IntermediateFrequency，中间频)带。正交解调电路 1002对IF带的OFDM信号，使用固定频率进行正交解调，将正交解调结果得到的基带OFDM 信号输出到fc校正电路1003。fc校正电路1003根据从窄带fc误差计算电路1004输入的窄带载波频率误差量 及从宽带fc误差计算电路1008输入的宽带载波频率误差量，发生校正载波频率，根据校正 载波频率，实施基带OFDM信号的载波频率偏移的校正。将校正了载波频率偏移的基带OFDM信号提供给窄带fc误差计算电路1004与FFT 电路1005。窄带fc误差计算电路1004利用基带OFDM信号中保护间隔期间的信号与有效 符号期间信号的后半部分信号的相关，算出副载波间隔以内的载波频率误差量(窄带载波 频率误差量)，并将算出的窄带载波频率误差量输出到fc校正电路1003。FFT电路1005对 基带OFDM信号的有效符号期间量的信号执行快速傅立叶变换(Fast FourierTransform FFT)，变换为频域的信号。差动检波电路1006通过对从FFT电路1005输入的频域信号各自的副载波信号进 行符号间差动检波，算出符号间的相位变动，将算出结果得到的信号(下面称为“差动检波 信号”。)输出到相关计算电路1007与相位平均电路1009。相关计算电路1007算出来自 差动检波电路1006的差动检波信号与传输CP信号的副载波的配置序列信号的相关，并将 相关值输出到宽带fc误差计算电路1008。宽带fc误差计算电路1008检测从相关计算电路1007输入的相关值的峰值位置， 并根据检测到的峰值位置，算出副载波间隔单位的载波频率误差量(宽带载波频率误差 量)，将算出的宽带载波频率误差量输出到fc校正电路1003。相位平均电路1009在符号内对由对应于CP信号的来自差动检波电路1006的差 动检波信号所表示的相位进行平均化，推定符号内共同的相位误差(Common Phase Error CPE)量，并将推定出的CPE量输出到相位变动校正电路1010。相位变动校正电路1010根 据从相位平均电路1009输入的CPE量，对FFT电路1005的输出信号实施相位变动的校正 (CPE去除)，输出去除了 CPE的信号。检波电路1011对相位变动校正电路1010的输出信 号实施检波。这里，用图34来说明差动检波电路1006。差动检波电路1006中，延迟电路1031 使FFT电路1005的输出信号延迟1符号后输出。共轭电路1032算出延迟电路1031的输 出信号的复数共轭后输出。复数乘法器1033实施FFT电路1005的输出信号与共轭电路 1032的输出信号的复数乘法，将复数乘法结果得到的信号(差动检波信号)输出到相关计 算电路1007与相位平均电路1009。接着，用图35来进一步说明相关计算电路1007。将从差动检波电路1006输出的 差动检波信号输入移位寄存器1051。移位寄存器1051具备对应于传输CP信号的副载波配 置的多个抽头输出，将各个抽头输出输入总和电路1052。总和电路1052运算移位寄存器 1051的抽头输出的总和，功率计算电路1053算出抽头输出的总和功率，并将算出的功率值 作为相关值，输出到宽带fc误差计算电路1008。从差动检波电路1006输出的差动检波信号在符号内在CP载波位置持有相同值， 在CP载波以外的位置持有任意值。因此，在移位寄存器1051的抽头输出全部是CP载波位 置的情况下，从相关计算电路1007输出的相关值最大。宽带fc误差计算电路1008可根据从相关计算电路1007输出的相关值最大的定时，检测副载波间隔单位的载波频率误差量 (宽带载波频率误差量)。另一方面，各国停止模拟电视广播，全世界兴起频率重编的运动，在欧洲，除基于 DVB-T 的 SD (Standard Definition 标清)广播外，对 HD (High Definition 高清)服务的 需要提高。由此，推进作为第二代欧洲地面数字广播的DVB-T2的标准化。DVB-T2广播格式 的帧如图36所示，包含Pl符号、P2符号与数据符号。Pl符号中以Ik设定FFT尺寸，如图37所示，在有效符号的前后，设置保护间隔。 保护间隔与此前的ISDB-T和DVB-T中的保护间隔不同，在有效符号之前复写有效符号的前 半，在有效符号之后复写有效符号的后半。当复写时，使复写源的信号移位规定的频率^卩 将移位规定的频率fSH所得到的信号插入保护间隔的部分。另外，Pl符号如图38所示，由 活跃(Active)载波与空(Null)载波(未使用(Unused)载波)构成。Pl符号中包含表示P2符号及数据符号的格式是MISO (Multiple-Input Single-Output，多入单出)还是 SISO(SingleHnput Single-Output，单入单出)的信息 (下面称为“SIS0/MIS0信息”。)、表示P2符号及数据符号的FFT尺寸是多少的信息(下面 称为“FFT尺寸信息”。)、及表示是否包含FET (Future Extension Frames，未来扩展帧)的 信息(下面称为“FEF有无信息”。)等信息。在P2符号与数据符号中，使用共同的FFT尺寸及保护间隔比(保护间隔的长度与 有效符号长度之比)。图39中示出DVB-T2中使用的FFT尺寸与保护间隔比的组合、和可由 这些组合设定的导频模式。导频模式有PPl至PP8等8种。图39中，所谓“NA”的记载表 示不可设定的FFT尺寸与保护间隔比的组合。在P2符号中，插入等间隔的导频信号(下面称为“P2导频信号”。)。在FFT尺寸 为32k、SISO模式的情况下，每6个副载波中存在P2导频信号，此外的情况下，每3个副载 波中存在P2导频信号。在P2符号中，包含表示数据符号的导频模式是什么的信息(下面称为“导频模 式信息”。)、表示载波扩展模式是扩展(Extended)模式还是通常(Normal)模式的信息 (下面称为“载波扩展模式信息”。)、每帧的符号数、调制方法、前向纠错(Forward Error Correction =FEC)编码的编码率等、接收所需的全部发送参数信息。另外，每帧的P2符号 的符号数由P2符号的FFT尺寸如图40所示设定。在DVB-T2中，规定扩展有效副载波的数量的扩展模式。图41中示出载波扩展模 式中的通常模式与扩展模式的副载波配置。通常模式是设全部副载波之中的去除了频率高 的区域的多个副载波及频率低的区域的多个副载波而得到的中央部的第1范围内的副载 波为有效副载波的模式。扩展模式是设将第1范围向频率高的区域及频率低的区域扩展规 定数量的副载波而得到的第2范围内的副载波为有效副载波的模式。即，扩展模式是对通 常模式扩展左右两端频带的模式。扩展模式可在FFT尺寸为8k、16k,32k时选择，适用于P2 符号与数据符号。图42中示出各个FFT尺寸中通常模式与扩展模式的有效副载波数量。由于扩展 模式中的有效副载波数量比通常模式多，所以通过采用扩展模式，可发送更多的信息。图 42中，所谓“NA”的记载表示不可设定扩展模式的FFT尺寸。另外，由于在FFT尺寸为lk、 2k,4k下不可设定扩展模式，所以不能表示有效副载波数量之差的一半(△ f)，因此记载为
在数据符号中，如DVB-T及ISDB-T那样插入SP信号，在特定副载波中插入CP信 号。其中，在DVB-T2中，对应于导频模式PPl PPSjlS 8种SP信号及CP信号的配置模 式。(式1)中示出通常模式时各个导频模式PPl PP8中的SP信号的配置。[式1]kmod(DxDY) =Dx(ImodDy)(式 1)(式2)中示出扩展模式时各个导频模式PPl PP8中的SP信号的配置。[式2](k-Kext) mod (DxDy) =Dx(ImodDy) (式 2)其中，(式1)、(式2)中，mod表示求模运算符(剩余运算符)。k表示有效副载 波序号，1(字母L)表示符号序号。Krait是扩展模式与通常模式的有效副载波数量之差的一 半的值(图42的Af)。另外，如图43所示，Dx表示某一符号中SP信号存在的副载波位置 的副载波间隔，Dγ是同一副载波中SP信号存在的符号位置的符号间隔。图43中，横轴表示 载波(频率)方向，纵轴表示符号(时间)方向。图44中示出相对导频模式PPl ΡΡ8的Dx、Dy的值。一个符号内SP信号存在的副载波位置的副载波间隔为DXDY，其值如图44所示。在 先示出的DVB-T与ISDB-T的SP信号的配置模式相当于图44的导频模式PPl中的SP信号 的配置模式。图45与图46至图49中示出对应于导频模式PPl PP8的CP信号的配置模式。 图45表示根据FFT尺寸使用的分组CP_gl CP_g6，在记载两个以上分组(CP_gl CP_g6) 的情况下，一次使用全部分组。图46至图49示出属于对应于导频模式PPl PP8的分组 CP_gl CP_g6 的值。对K使用图46至图49所示的值，对N使用图45所示的值，实施了 KmodN的值表示 CP信号存在的有效副载波序号。其中，mod表示求模运算符(剩余运算符)。另外，在FFT 尺寸为32k的情况下，不实施求模运算，图46至图49所示的值原样变为CP信号存在的有 效副载波序号。图45中，在FFT尺寸为32k的情况下，由于不实施求模运算，所以在FFT尺 寸对应于32k的N中记载“-”。在通常模式的情况下，根据图45与图46至图49得到的值变为有效副载波序号。 在扩展模式的情况下，除根据图45与图46至图49得到的值变为有效副载波序号外，还追 加图50所示的值，作为CP信号存在的有效副载波序号。图50的值无需求模运算。其中，图 50中，所谓“NA”的记载表示不可设定的FFT尺寸与保护间隔比的组合。另外，“None(无)” 表示没有追加CP信号的副载波。通常模式下的SP信号及CP信号的有效副载波序号以通常模式下频率最低的有效 副载波为基准，将频率最低的有效副载波的有效副载波序号规定为0，以便随着频率变大， 有效副载波序号变大。另外，扩展模式下的SP信号及CP信号的有效载波序号以扩展模式 下频率最低的有效副载波为基准，将频率最低的有效副载波的有效副载波序号规定为0，以 便随着频率变大，有效副载波序号变大。在以上DVB-T2传输格式的接收技术中，如非专利文献1所示，存在使用Pl符号来实施宽带载波频率同步的手法。图51中示出使用Pl符号来进行宽带载波频率同步的接收 装置的构成。接收侧从传输路输入接收装置的OFDM信号由调谐器2001从RF带频率变换为IF 带。正交解调部1002对IF带的OFDM信号使用固定频率进行正交解调，将正交解调结果得 到的基带OFDM信号输出到fc校正部2003。fc校正部2003根据从窄带fc误差计算部2005输入的窄带载波频率误差量及从 Pl解调部2004输入的窄带载波频率误差量及宽带载波频率误差量，发生校正载波频率，根 据校正载波频率，实施基带OFDM信号的载波频率偏移的校正。将校正了载波频率偏移的基带OFDM信号提供给Pl解调部2004、窄带fc误差计算 部 2005 与 FFT 部 2006。Pl解调部2004根据从fc校正部2003输入的基带OFDM信号，检测DVB-T2传输格 式中包含的Pl符号。Pl解调部2004对Pl符号实施检测窄带载波频率误差量及宽带载波 频率误差量后校正载波频率偏移的处理，并将检测到的窄带载波频率误差量及宽带载波频 率误差量输出到fc校正部2003。另外，Pl解调部2004执行Pl符号的解码处理，将解码处 理结果得到的控制信息输出到控制信息收集部2010。窄带fc误差计算部2005对P2符号及数据符号的每个算出P2符号或数据符号的 保护间隔期间的信号与有效符号期间的后半部分期间的相关(保护相关)，并利用算出结 果算出P2符号或数据符号中副载波间隔以内的载波频率误差量(窄带载波频率误差量)， 并将窄带载波频率误差量输出到fc校正部2003。FFT部2006对从fc校正部2003输入的时间域的基带OFDM信号进行FFT处理， 将频域的基带OFDM信号输出到传输路特性推定部2007与均衡部2008。传输路特性推定 部2007推定从FFT部2006输入的频域的基带OFDM信号在传输路中受到的振幅及相位的 变位即传输路特性，并将推定出的传输路特性输出到均衡部2008。均衡部2008对从FFT部 2006输入的频域的基带OFDM信号，使用由传输路特性推定部2007推定的传输路特性，进行 振幅及相位的校正，将校正结果得到的信号输出到纠错部2009。纠错部2009对从均衡部39输入的信号实施纠错，将由P2符号发送的发送参数等 控制信息输出到控制信息收集部2010。控制信息收集部2010根据从Pl解调部2004、及纠错部2009收集到的控制信息，
对发送参数进行分类。这里，用图52来说明Pl解调部2004。Pl解调部2004中，将从fc校正部2003输 出的基带OFDM信号输入Pl位置检测部2101。Pl位置检测部2101在算出从fc校正部2003输入的基带OFDM信号中的Pl符号 的保护间隔期间的信号与有效符号期间的规定部分信号的相关(保护相关)时，根据相关 值的保护间隔期间宽度的区间积分结果的峰值，检测Pi符号的位置。其中，相关的计算处 理考虑发送侧附加的〖砠量的频率移位来进行。另外，所谓规定部分对于有效符号之前的保 护间隔是有效符号的前面部分，对于有效符号之后的保护间隔是有效符号的后面部分。Pl窄带fc误差检测校正部2102根据基于由Pl位置检测部2101检测到的Pl符 号的检测位置得到的Pi符号的保护间隔期间的信号与有效符号期间的规定部分期间的信 号之保护相关，检测Pl符号的副载波间隔以下的载波频率误差量(窄带载波频率误差量)，并根据检测到的窄带载波频率误差量，实施Pl符号的窄带载波频率偏移的校正。Pl窄带 fc误差检测校正部2102将Pl符号中的窄带载波频率误差量输出到fc校正部2003，并且 将校正了窄带载波频率偏移的Pl符号输出到FFT部2103。FFT部2103对从Pl窄带fc误差检测校正部2102输入的Pl符号的时间域的基带 OFDM信号进行FFT处理，将Pl符号的频域的基带OFDM信号输出到Pl宽带fc误差检测校 正部2104。Pl宽带fc误差检测校正部2104检测Pl符号的载波间隔单位的载波频率误差量 (宽带载波频率误差量)，并根据检测到的宽带载波频率误差量，实施Pl符号的宽带载波频 率偏移的校正。Pl宽带fc误差检测校正部2104将Pl符号中的宽带载波频率误差量输出 到fc校正部2003，并且将校正了宽带载波频率偏移的Pl符号输出到Pl解码部2105。Pl解码部2105解码从Pl宽带fc误差检测校正部2104输入的Pl符号，取出附加 于Pl符号的FFT尺寸、MIS0/SIS0等信息。下面，说明Pl符号中的宽带载波频率误差量的检测。Pl符号中，如上所述，存在活跃载波及空载波。利用其来运算各副载波信号的功 率，并算出运算结果与已知的活跃载波的配置序列的相关。由于活跃载波被BPSK调制，所 以宽带载波频率误差量为0的移位量下的相关为全部活跃载波的总和，所以取比包含空载 波的其他移位量的相关值大的值。因此，得到最大相关值的移位量为宽带载波频率误差量， 可检测宽带载波频率误差量。先行技术文献专利文献专利文献1 特开平11-112460号公报非专利文献1 :DVB Blue book Document A133, Implementationguidelines for a second generation digital terrestrial television broadcastingsystem(DVB-T2)
发明概要发明要解决的问题但是，仅使用Pl符号的宽带载波频率误差量的检测中存在如下课题。Pl符号中 FFT尺寸以Ik规定，P2符号及数据符号能够取Ik 32k的FFT尺寸。例如，在3 等大的 FFT尺寸的情况下，如图53所示，P2符号及数据符号的副载波间隔为Pl符号的副载波间隔 的1/32。在接收环境恶劣的情况下，使用Pl符号的宽带载波频率误差量的检测中产生残 留误差。例如，若为C/N= 5dB等环境，则会发生Pl符号的副载波间隔的1/32以上的残留 误差。此时，若相对Pl符号来看，则作为Pl符号的副载波间隔误差的宽带载波频率误差量 为0，窄带载波频率误差量为1/32。但是，若相对P2符号及数据符号来看，则P2符号及数 据符号的副载波间隔单位的宽带载波频率误差量残留，必需根据P2符号及数据符号中的 宽带载波频率量来校正载波频率偏移。这是仅根据P2符号及数据符号的窄带载波频率误 差量校正载波频率偏移中未校正的误差成分，若不能校正，则无法正确接收。但是，每当实施P2符号及数据符号下的宽带载波频率误差量的检测，则在解码P2 符号之前，导频模式或载波扩展模式(扩展模式或通常模式)未知。因此，存在未唯一决定宽带载波频率误差量的检测中使用的信号位置的课题。并且，由于在解码P2符号并取出 导频模式或载波扩展模式的信息之后实施传输路特性的推定处理与均衡处理，所以为了进 行传输路特性的推定处理与均衡处理，必需等待P2符号的解码，存在选台前的时间长的课 题。

发明内容
因此，本发明的目的在于，提供一种接收装置、集成电路、接收方法及接收程序，不 从多载波调制信号中取出实际发送中利用的指定信号的配置模式的信息，实施宽带载波频 率偏移的校正，即便在恶劣的接收环境下也可稳定接收。用于解决问题的手段为了实现上述目的，本发明的接收装置接收多载波调制信号，该多载波调制信号 在由多个配置模式之中的某一个配置模式规定的副载波的位置，配置指定信号，该多个配 置模式规定配置沿符号方向在多个符号中连续配置的所述指定信号的多个副载波的位置， 其中，具备正交变换部，利用正交变换，将所述多载波调制信号分离至多个副载波并输出； 宽带载波频率误差计算部，对所述多个配置模式中的各个配置模式，一边沿载波方向以一 个副载波为单位偏移所述正交变换部的输出信号，一边实施累积处理，算出通过对由该配 置模式规定的多个副载波的位置上的所述正交变换部的输出信号实施指定处理所累积的 累积值，根据算出所述累积值之中的最大值的载波方向的偏移，算出宽带载波频率误差量； 以及载波频率误差校正部，根据算出的宽带载波频率误差量，实施载波频率偏移的校正。发明效果根据上述接收装置，在接收使用规定配置指定信号的多个副载波的位置的多个配 置模式之一所发送的多载波调制信号的情况下，即便在实际发送中利用的配置模式不明的 状况下，也可检测宽带载波频率误差量后实施载波频率偏移的校正，即便在恶劣的接收环 境下也可稳定接收。


图1是第1实施方式的接收装置的构成图。图2是图1的解调部的构成图。图3是图2的Pl解调部的构成图。图4是图3的Pl宽带fc误差检测校正部的构成图。图5是图4的相关计算部的构成图。图6的图2的宽带fc误差计算部的构成图。图7是图6的差动检波部的构成图。图8是图6的相关计算部的构成图。图9是由FFT尺寸、保护间隔比与导频模式的组合表示Frame Close (帧关闭)符 号有无的图。图10是表示P2符号、数据符号及Frame Close符号中的导频信号的配置状态的 示意图。图11是第2实施方式的宽带fc误差计算部的构成图。
图12是第3实施方式的宽带fc误差计算部的构成图。图13是表示PN序列的图。图14是第4实施方式的宽带fc误差计算部的构成图。图15是第5实施方式的解调部的构成图。图16是第6实施方式的解调部的构成图。图17是图16的宽带fc误差计算部的构成图。图18是第7实施方式的宽带fc误差计算部的构成图。图19是第8实施方式的解调部的构成图。图20是图19的宽带fc误差计算部的构成图。图21是图19的传输路特性推定部的构成图。图22是第9实施方式的解调部的构成图。图23是图22的窄带fc误差计算部的构成图。图M是第10实施方式的解调部的构成图。图25是图M的窄带fc误差计算部的构成图。图沈是表示载波扩展模式下的通常模式与扩展模式的副载波配置的示意图。图27是第11实施方式的解调部的构成图。图观是图27的事先fc误差计算部的构成图。图四是表示ISDB-T的TMCC信号的副载波位置(Mode3 (模式3)、同步调制的情 况)的图。图30是表示ISDB-T传输格式的示意图。图31是表示DVB-T传输格式的示意图。图32是表示DVB-T传输格式中CP载波的位置(FFT尺寸为池的情况)的图。图33是专利文献1的OFDM信号解调装置的构成图。图34是图33的差动检波电路的构成图。图35是图33的相关计算电路的构成图。图36是表示DVB-T2传输格式的帧构造的示意图。图37是表示Pl符号的时间轴的格式的示意图。图38是表示Pl符号的频率轴的格式的示意图。图39是表示DVB-T2中允许的FFT尺寸、保护间隔比与导频模式的组合的图。图40是表示相对FFT尺寸的每帧的P2符号的符号数量的图。图41是表示载波扩展模式下的通常模式与扩展模式的副载波配置的示意图。图42是表示载波扩展模式下的通常模式与扩展模式的有效副载波数量的图。图43是表示SP信号相对于导频模式的配置的图。图44是表示SP信号相对于导频模式的副载波间隔Dx及符号间隔Dy的图。图45是表示对FFT尺寸使用的CP分组与求模运算中使用的值的图。图46是表示相对于导频模式的CP分组CP_gl、CP_g2、CP_g3的值的图。图47是表示相对于导频模式的CP分组CP_g4的值的图。图48是表示相对于导频模式的CP分组CP_g5的值的图。图49是表示相对于导频模式的CP分组CP_g6的值的图。
图50是表示扩展模式时附加的CP信号的有效副载波序号的值的图。图51是具有非专利文献1的Pl解调部的现有接收装置的构成图。图52是图51的非专利文献1的Pl解调部的构成图。图53是用于比较FFT尺寸为Ik时的副载波与FFT尺寸为3 时的副载波的示意 图。
具体实施例方式作为本发明一个方式的第1接收装置是一种接收装置，接收多载波调制信号，该 多载波调制信号在由多个配置模式之中的某一个配置模式规定的副载波的位置，配置指定 信号，该多个配置模式规定配置沿符号方向在多个符号中连续配置的所述指定信号的多个 副载波的位置，其中，具备正交变换部，利用正交变换，将所述多载波调制信号分离至多个 副载波并输出；宽带载波频率误差计算部，对所述多个配置模式中的各个配置模式，一边沿 载波方向以一个副载波为单位偏移所述正交变换部的输出信号，一边实施累积处理，算出 通过对由该配置模式规定的多个副载波的位置上的所述正交变换部的输出信号实施指定 处理所累积的累积值，根据算出所述累积值之中的最大值的载波方向的偏移，算出宽带载 波频率误差量；以及载波频率误差校正部，根据算出的宽带载波频率误差量，实施载波频率 偏移的校正。作为本发明一个方式的集成电路是一种接收多载波调制信号的集成电路，该多载 波调制信号在由多个配置模式之中的某一个配置模式规定的副载波的位置，配置指定信 号，该多个配置模式规定配置沿符号方向在多个符号中连续配置的所述指定信号的多个副 载波的位置，其中，具备正交变换电路，利用正交变换，将所述多载波调制信号分离至多个 副载波并输出；宽带载波频率误差计算电路，一边沿载波方向以一个副载波为单位偏移所 述正交变换电路的输出信号，对所述多个配置模式中的各个配置模式实施累积处理，一边 算出通过对由该配置模式规定的多个副载波的位置上的所述正交变换电路的输出信号实 施指定处理所累积的累积值，根据算出所述累积值之中的最大值的载波方向的偏移，算出 宽带载波频率误差量；以及载波频率误差校正电路，根据算出的宽带载波频率误差量，实施 载波频率偏移的校正。作为本发明一个方式的接收方法是一种接收多载波调制信号的接收装置中进行 的接收方法，该多载波调制信号在由多个配置模式之中的某一个配置模式规定的副载波的 位置，配置指定信号，该多个配置模式规定配置沿符号方向在多个符号中连续配置的所述 指定信号的多个副载波的位置，其中，该接收方法具有正交变换步骤，利用正交变换，将所 述多载波调制信号分离至多个副载波并输出；宽带载波频率误差算出步骤，对所述多个配 置模式中的各个配置模式，一边沿载波方向以一个副载波为单位偏移所述正交变换步骤中 输出的输出信号，一边实施累积处理，算出通过对由该配置模式规定的多个副载波的位置 上的所述正交变换步骤中输出的输出信号实施指定处理所累积的累积值，根据算出所述累 积值之中的最大值的载波方向的偏移，算出宽带载波频率误差量；以及载波频率误差校正 步骤，根据算出的宽带载波频率误差量，实施载波频率偏移的校正。作为本发明一个方式的接收程序是一种控制接收多载波调制信号的接收装置的 接收程序，该多载波调制信号在由多个配置模式之中的某一个配置模式规定的副载波的位置，配置指定信号，该多个配置模式规定配置沿符号方向在多个符号中连续配置的所述指 定信号的多个副载波的位置，其中，该接收程序具有正交变换步骤，利用正交变换，将所述 多载波调制信号分离至多个副载波并输出；宽带载波频率误差算出步骤，对所述多个配置 模式中的各个配置模式，一边沿载波方向以一个副载波为单位偏移所述正交变换步骤中输 出的输出信号，一边实施累积处理，算出通过对由该配置模式规定的多个副载波的位置上 的所述正交变换步骤中输出的输出信号实施指定处理所累积的累积值，根据算出所述累积 值之中的最大值的载波方向的偏移，算出宽带载波频率误差量；以及载波频率误差校正步 骤，根据算出的宽带载波频率误差量，实施载波频率偏移的校正。根据上述各个方式，在接收使用规定配置指定信号的多个副载波的位置的多个配 置模式之一所发送的多载波调制信号的情况下，即便在实际发送中利用的配置模式不明的 状况下，也可检测宽带载波频率误差量后实施载波频率偏移的校正，即便在恶劣的接收环 境下也可稳定接收。作为本发明一方式的第2接收装置在第1接收装置中，所述多载波调制信号还包 含前同步符号，所述接收装置还具备前同步载波频率误差推定部，使用所述前同步符号， 推定载波频率误差量；以及载波频率误差校正部，在所述宽带载波频率误差计算部算出宽 带载波频率误差量之前，使用利用所述前同步符号推定的载波频率误差量，实施载波频率 偏移的校正。据此，通过使用前同步符号来推定载波频率误差量，事先实施载波频率偏移的校 正，可缩小宽带载波频率误差计算部的宽带载波频率误差量的检测范围，可高精度地进行 宽带载波频率误差量的检测及载波频率偏移的校正。或者，即便宽带载波频率误差计算部 的宽带载波频率误差量的检测范围较窄，通过使用前同步符号来推定载波频率误差量，并 进行载波频率偏移的校正，从而可拓宽接收装置整体的载波频率偏移的检测范围。因此，在 载波频率误差量大的情况下也可稳定接收。作为本发明一方式的第3接收装置在第1接收装置中，所述多载波调制信号还包 含含有控制信息的前同步符号，所述接收装置还具备前同步解调部，解调所述前同步符号 并取出所述控制信息；保护间隔推定部，推定所述前同步符号以外的符号中附加于每个符 号的保护间隔所涉及的信息；以及控制信息收集部，根据所述控制信息及所述保护间隔所 涉及的信息，从所述多个配置模式中选择所述多载波调制信号中有可能使用的配置模式的 候选，所述宽带载波频率误差计算部仅对所述配置模式的候选实施所述累积处理。据此，利用前同步符号中包含的控制信息与保护间隔所涉及的信息，从多个配置 模式中抽取实际发送中利用的配置模式的候选，宽带载波频率误差计算部仅对配置模式的 候选执行累积处理。因此，可减少累积处理的资源，另外，可防止由候选以外的配置模式引 起的错误的宽带载波频率误差量的算出，可提高宽带载波频率误差量的算出精度。作为本发明一方式的第4接收装置在第1接收装置中，所述多载波调制信号还包 含含有控制信息的前同步符号，所述接收装置还具备前同步解调部，解调所述前同步符号 并取出所述控制信息；保护间隔推定部，推定所述前同步符号以外的符号中附加于每个符 号的保护间隔所涉及的信息；以及控制信息收集部，根据所述控制信息及所述保护间隔所 涉及的信息，从所述多个配置模式中选择所述多载波调制信号中有可能使用的配置模式的 候选，所述宽带载波频率误差计算部根据计算出针对所述配置模式的候选计算出的累积值之中的最大值的载波方向的偏移，算出宽带载波频率误差量。据此，利用前同步符号中包含的控制信息与保护间隔所涉及的信息，从多个配置 模式中抽取实际发送中利用的配置模式的候选，宽带载波频率误差计算部根据算出对配置 模式的候选计算出的累积值之中的最大值的载波方向的偏移，算出宽带载波频率误差量。 因此，可防止由候选以外的配置模式引起的错误的宽带载波频率误差量的算出，可提高宽 带载波频率误差量的算出精度。作为本发明一方式的第5接收装置在第1接收装置中，使用通常模式和扩展模式 中的某一个传输模式来发送所述多载波调制信号，通常模式下，设全部副载波之中的去除 了频率高的区域的多个副载波及频率低的区域的多个副载波而得到的中央部的第1范围 内的副载波为有效副载波，扩展模式下，设将所述第1范围向频率高的区域及频率低的区 域扩展规定数量的副载波而得到的第2范围内的副载波为有效副载波，以所述有效副载波 之中的最低频率的副载波的位置为基准，规定所述配置模式，所述宽带载波频率误差计算 部对所述通常模式中的配置模式与所述扩展模式中的配置模式双方实施所述累积处理。据此，宽带载波频率误差计算部由于在通常模式与扩展模式的各个模式下执行累 积处理后算出宽带载波频率误差量，所以即便在通常模式与扩展模式不明的状况下，也可 检测宽带载波频率误差量后实施载波频率偏移的校正，即便在恶劣的接收环境下也可稳定 接收。作为本发明一方式的第6接收装置在第1接收装置中，所述宽带载波频率误差计 算部具备差动检波部，对每个副载波，差动检波所述正交变换部的输出信号与一个符号之 前的所述正交变换部的输出信号后输出；相关计算部，对所述多个配置模式中的各个配置 模式，一边沿载波方向以一个副载波为单位偏移所述差动检波部的输出信号，一边计算在 由该配置模式规定的多个副载波的位置设定1并对此外的副载波的位置设定0的配置序列 信号、与所述差动检波部的输出信号的相关；以及最大值检测部，通过从所述相关计算部算 出的相关值中检测最大值，算出所述宽带载波频率误差量。据此，通过利用差动检波部的输出信号与配置序列信号的相关，实际发送中利用 的配置模式且相当于发送接收装置间的载波频率误差的载波方向偏移位置的相关值为将 配置全部指定信号的副载波中差动检波结果得到的值相加后的值而成为大的值。因此，实 现宽带载波频率误差量的算出精度的提高。作为本发明一方式的第7接收装置就第6接收装置而言，所述多载波调制信号还 包含未配置所述指定信号的符号，所述相关计算部在所述差动检波部执行的差动检波中使 用的两个符号中至少一个是未配置所述指定信号的符号的情况下，不执行相关的计算。据此，在差动检波部执行的差动检波中使用的两个符号中至少一个是未配置指定 信号的符号的情况下，通过不执行相关的计算，可避免根据因未配置指定信号而引起的错 误的宽带载波频率误差量来校正载波频率偏移。作为本发明一方式的第8接收装置就第6接收装置而言，所述多载波调制信号还 包含未配置所述指定信号的符号，在未配置所述指定信号的符号中，对多个副载波配置与 所述指定信号不同的指定的第1信号，所述相关计算部还在所述差动检波部在差动检波中 使用的两个符号中一个是未配置所述指定信号的符号的情况下，对所述多个配置模式中的 各个配置模式，算出在使用该配置模式的情况下配置所述指定信号且在未配置所述指定信号的符号中对配置所述指定的第1信号的副载波的位置设定1并对此外的副载波的位置设 定0的配置序列信号、与所述差动检波部的输出信号的相关。据此，即便差动检波部在差动检波中使用的两个符号中至少一个是未配置指定信 号的符号，也可通过使用指定信号与指定的第1信号，增加可根据宽带载波频率误差量来 实施载波频率偏移的校正的符号。因此，可实现载波频率偏移的校正精度及载波频率偏移 的校正时间追踪性的提高。作为本发明一方式的第9接收装置就第6接收装置而言，所述多载波调制信号还 包含未配置所述指定信号的符号，在未配置所述指定信号的符号中，对多个副载波配置与 所述指定信号不同的指定的第1信号，所述相关计算部还在所述差动检波部在差动检波中 使用的两个符号双方是未配置所述指定信号的符号的情况下，算出在未配置所述指定信号 的符号对配置所述指定的第1信号的部分副载波的位置设定1并对此外的副载波的位置设 定0的配置序列信号、与所述差动检波部的输出信号的相关。据此，即便差动检波部在差动检波中使用的两个符号双方是未配置指定信号的符 号，也可通过使用指定的第1信号，增加可根据宽带载波频率误差量来实施载波频率偏移 的校正的符号。因此，可实现载波频率偏移的校正精度及载波频率偏移的校正时间追踪性 的提高。作为本发明一方式的第10接收装置就第5接收装置而言，所述宽带载波频率误差 计算部根据所述累积值最大的配置模式及载波方向的偏移，推定所述多载波调制信号中使 用的配置模式及传输模式，所述接收装置还具备传输路特性推定部，根据所述宽带载波频 率误差计算部推定的配置模式及传输模式，推定所述多载波调制信号在传输路中受到的振 幅及相位的变位，即传输路特性；以及均衡部，根据由所述传输路特性推定部推定的传输路 特性，对所述正交变换部的输出信号进行振幅及相位的校正。据此，在从接收到的多载波调制信号中取出配置模式及传输模式的信息之前，可 推定传输路特性，可缩短例如选台前所需的时间。作为本发明一方式的第11接收装置就第10接收装置而言，所述多载波调制信号 包含分散配置的分散导频信号，所述分散导频信号的分散模式对应于所述配置模式及传输 模式来决定，所述传输路特性推定部根据推定出的配置模式及传输模式来推定分散模式， 并根据推定出的分散模式来实施传输路特性的推定。据此，通过根据推定的配置模式及传输模式来推定分散模式，可在从接收到的多 载波调制信号中取出配置模式及传输模式的信息之前，推定传输路特性，可缩短例如选台 前所需的时间。作为本发明一方式的第12接收装置就第5接收装置而言，所述多载波调制信号还 包含含有控制信息的控制符号，该控制信息包含该多载波调制信号中使用的所述配置模式 及所述传输模式，所述接收装置还具备控制信息抽取部，从所述控制符号中取出所述控制 信息，在取出所述控制信息之后，所述宽带载波频率误差计算部仅对所述控制信息中包含 的配置模式及传输模式实施所述累积处理。据此，在从控制符号中取出其中包含的配置模式及传输模式之后，仅对取出的配 置模式及传输模式实施累积处理。由此，可防止由于错误的配置模式及传输模式引起的错 误的宽带载波频率误差量的算出，实现宽带载波频率误差量的算出精度的提高。
作为本发明一方式的第13接收装置就第10接收装置而言，所述多载波调制信号 还包含含有控制信息的控制符号，该控制信息包含该多载波调制信号中使用的所述配置模 式及所述传输模式，所述接收装置还具备控制信息抽取部，从所述控制符号中取出所述控 制信息，在取出所述控制信息之后，所述传输路特性推定部根据所述控制信息中包含的配 置模式及传输模式，实施传输路特性的推定。据此，在从控制符号中取出其中包含的配置模式及传输模式之后，对取出的配置 模式及传输模式实施传输路特性的推定，所以可防止由于错误的配置模式及传输模式引起 的错误的传输路特性的推定，实现传输路特性的推定精度的提高。下面，参照附图来说明本发明的实施方式。《第1实施方式》下面，参照附图来说明根据本发明第1实施方式的接收装置1。其中，在第1实施方 式和后述的各实施方式中，以用作基于作为第二代欧洲地面数字广播标准的DVB-T2方式 的数字电视广播接收机的接收装置为例进行说明。接收装置接收的接收信号是根据DVB-T2 传输格式的OFDM信号。图1是根据第1实施方式的接收装置1的构成图，接收装置1具备天线11、调谐器 12、解调部13、解码部14与显示部15。天线11接收从未图示的广播站发出的广播波，将接收到的广播波输入调谐器12。 调谐器12从由天线11输入的多个广播波中，选择期望的接收信道的接收信号，将选择到的 接收信号从RF带变换为IF带，并将IF带的接收信号输出到解调部13。解调部13如后面 详细描述，解调从调谐器12输入的接收信号，将解调结果得到的信号输出到解码部14。解码部14将从解调部13输入的信号、例如按H. 264等压缩的信号解码为映像信 号或声音信号，并将解码后的映像信号或声音信号输出到显示部15。显示部15根据从解码 部14输入的映像信号进行映像显示，根据从解码部14输入的声音信号进行声音输出。下面，参照图2来说明图1的解调部13。图2是图1的解调部13的构成图，解调部13具备A/D变换部21、解调核心部22 与控制信息收集部23。从图1的调谐器12向A/D变换部21输入IF带的接收信号。A/D变换部21将从 调谐器12输入的接收信号从模拟信号变换为数字信号，将变换为数字信号的接收信号(下 面称为“数字接收信号”。)输出到解调核心部22内的后述正交解调部31。解调核心部22具有正交解调部31、fc校正部32、Pl解调部33、GI判定部34、窄 带fc误差计算部35、正交变换部36、宽带fc误差计算部37、传输路特性推定部38、均衡部 39与纠错部40。解调核心部22内的各部必要时使用由控制信息收集部23收集到的控制 信息动作。正交解调部31利用固定频率正交解调从A/D变换部21输入的IF带的数字接收 信号，并将正交解调结果得到的复数基带信号输出到fc校正部32。fc校正部32根据此前由Pl解调部33检测到的窄带载波频率误差量及宽带载波 频率误差量、此前由窄带fc误差计算部35算出的窄带载波频率误差量、及此前由宽带fc 误差计算部37算出的宽带载波频率误差量，发生校正载波频率。fc校正部32根据校正载 波频率，实施从正交解调部32输入的复数基带信号的载波频率偏移的校正，并将校正了载波频率偏移的复数基带信号输出到Pl解调部33、GI判定部34、窄带fc误差计算部35、及 正交变换部36。从fc校正部32向Pl解调部33输入校正了载波频率偏移的复数基带信号。Pl解 调部33从复数基带信号中检测DVB-T2传输格式中包含的Pl符号。Pl解调部33对Pl符 号执行检测窄带载波频率误差量及宽带载波频率误差量后校正载波频率偏移的处理，并将 检测到的窄带载波频率误差量及宽带载波频率误差量输出到fc校正部32。另外，Pl解调 部33执行Pl符号的解码处理，将解码处理结果得到的控制信息输出到控制信息收集部23。 这里，由Pl解调部33检测到的窄带载波频率误差量是Pl符号的副载波间隔以内的载波频 率的误差量，宽带载波频率误差量是Pl符号的副载波间隔单位的载波频率的误差量。解码处理结果得到的控制信息中包含涉及P2符号及数据符号格式的SIS0/MIS0 信息、涉及P2符号及数据符号的FFT尺寸的FFT尺寸信息及表示有无FEF的FEF有无信息 ^fn 息。下面，参照图3至图5来描述Pl解调部33的细节。GI判定部34从控制信息收集部23收取涉及以Pl符号发送的P2符号及数据符号 的FFT尺寸的FFT尺寸信息。GI判定部34根据FFT尺寸来确定有效符号期间。之后，GI 判定部34通过以由DVB-T2规定的各保护间隔比、算出从fc校正部32输入的复数基带信 号中包含的Pl符号以外的符号(P2符号、数据符号、Frame Close(帧关闭)符号)中的保 护间隔期间信号与有效符号期间后半部分期间信号的相关(保护相关)，由此推定该符号 的实际发送中利用的保护间隔比。GI判定部34将推定出的保护间隔比作为控制信息，输出 到控制信息收集部23。其中，GI判定部34根据以Pl符号发送的FFT尺寸信息，确定实际发送中可利用 的保护间隔比，或利用FFT尺寸信息与SIS0/MIS0信息来确定实际发送中可利用的保护间 隔比(参照图39)。之后，GI判定部34也可通过以确定的实际发送中可利用的各保护间隔 比，算出Pl符号以外的符号(P2符号、数据符号、Frame Close符号)中的保护间隔期间信 号与有效符号期间后半部分期间信号的相关(保护相关)，由此，推定该符号的实际发送中 利用的保护间隔比。窄带fc误差计算部35以由GI判定部34推定的保护间隔比，算出从fc校正部32 输入的复数基带信号中包含的Pl符号以外的符号(P2符号、数据符号、Frame Close符号) 中的保护间隔期间信号与有效符号期间后半部分期间信号的相关(保护相关)。之后，窄 带fc误差计算部35根据算出的保护相关，算出Pl符号以外的符号中的窄带载波频率误差 量，并将算出的窄带载波频率误差量输出到fc校正部32。这里，由窄带fc误差计算部35 算出的窄带载波频率误差量是Pl符号以外的符号的副载波间隔以内的误差量。正交变换部36通过对从fc校正部32输入的Pl符号以外的符号(P2符号、数据 符号、Frame Close符号)的有效符号期间部分的时间域的复数基带信号进行正交变换，将 其分离成多个副载波，并将正交变换结果得到的频域的复数基带信号输出到宽带fc误差 计算部37、传输路特性推定部38及均衡部39。其中，正交变换部36根据傅立叶变换、余弦 变换、小波变换、阿达玛变换等，进行正交变换。这里，设正交变换部36使用傅立叶变换进行正交变换，傅立叶变换中使用快速傅 立叶变换(FFT)。正交变换部36通过对从fc校正部32输入的时间域的复数基带信号进行FFT处理，将其变换为频域的复数基带信号，并将频域的复数基带信号输出到宽带fc误 差计算部37、传输路特性推定部38及均衡部39。正交变换部36的处理不限于此。宽带fc误差计算部37根据基于以Pl符号检测到的载波频率误差量实施了载波 频率偏移的校正后的、从正交变换部36输入的频域的复数基带信号，使用Pl符号以外的符 号(P2符号、数据符号、Frame Close符号)，算出宽带载波频率误差量，并将算出的宽带载 波频率误差量输出到fc校正部32。这里，由宽带fc误差计算部37算出的窄带载波频率误 差量是Pl符号以外的符号(P2符号、数据符号、Frame Close符号)的副载波间隔单位的 误差量。下面参照图6至图8来描述宽带fc误差计算部37的细节。传输路特性推定部38推定从正交变换部36输入的频域的复数基带信号在传输路 中受到的振幅及相位的变位，即传输路特性，将推定出的传输路特性输出到均衡部39。均衡 部39对从正交变换部36输入的频域的复数基带信号，使用由传输路特性推定部38推定的 传输路特性，进行振幅及相位的校正，将校正结果得到的信号输出到纠错部40。纠错部40 对从均衡部39输入的信号执行纠错处理，并将例如传输流等流输出到图1的解码部14，将 以P2符号发送的发送参数等控制信息输出到控制信息收集部23。在纠错部40执行的处理结果得到的控制信息中包含表示数据符号的导频模式是 什么的导频模式信息、表示载波扩展模式是何模式的载波扩展模式信息、每帧的符号数、调 制方法、FEC编码的编码率等接收所需的所有发送参数信息。控制信息收集部23根据从Pl解调部33、GI判定部34及纠错部40收集的控制信 息，对发送参数进行分类，输出到解调核心部22内的各部。解调核心部22内的各部必要时 使用由控制信息收集部23收集到的控制信息进行动作。下面，参照图3来说明图2的解调部13。图3是图2的Pl解调部33的构成图，Pl解调部33具备Pl位置检测部51、P1窄 带fc误差检测校正部52、Pl正交变换部53、Pl宽带fc误差检测校正部M、和Pl解码部 55。从图2的fc校正部32向Pl位置检测部51输入复数基带信号。Pl位置检测部 51算出复数基带信号下Pl符号的保护间隔期间的信号与有效符号期间的规定部分信号的 相关(保护相关)，以保护间隔期间宽度来对相关值进行区间积分。Pl位置检测部51根据 区间积分值的峰值位置，检测复数基带信号下Pl符号的位置。Pl窄带fc误差检测校正部52根据由Pl位置检测部51检测到的Pl符号的检测 位置，算出Pl符号的保护间隔期间的信号与有效符号期间的规定部分信号的相关(保护相 关)，并以保护间隔期间宽度来对相关值进行区间积分。Pl窄带fc误差检测校正部52算 出区间积分值的相位，并根据Pl位置检测部51检测到的Pl符号的位置的定时处的相位， 检测窄带载波频率误差量。这里，由Pl窄带fc误差检测校正部52检测的窄带载波频率误 差量是Pl符号的副载波间隔以内的误差量。Pl窄带fc误差检测校正部52根据检测到的 窄带载波频率误差量，实施Pl符号的载波频率偏移的校正，并将校正了窄带载波频率偏移 的Pl符号输出到Pl正交变换部53。另外，Pl窄带fc误差检测校正部52将检测到的窄带 载波频率误差量输出到图2的fc校正部23。其中，如图37所示，由于将以Pl符号实施了对应于fSH量的频率移位的信号插入 保护间隔中，所以Pl位置检测部51及Pl窄带fc误差检测校正部52的相关算出处理考虑发送侧附加的对应于fSH的频率移位后进行。另外，所谓规定部分对于有效符号之前的保护 间隔是有效符号的前半部分，对于有效符号之后的保护间隔是有效符号的后半部分。Pl正交变换部53通过对从Pl窄带fc误差检测校正部52输入的Pl符号的有效 符号期间部分的时间域复数基带信号进行正交变换，将其分离成多个副载波，并将正交变 换结果得到的Pi符号频域的复数基带信号输出到Pi宽带fc误差检测校正部M。Pi正交 变换部53根据傅立叶变换、余弦变换、小波变换、阿达玛变换等，进行正交变换。这里，设Pl正交变换部53使用傅立叶变换进行正交变换，傅立叶变换中使用快速 傅立叶变换(FFT)。Pl正交变换部53通过对从Pl窄带fc误差检测校正部52输入的Pl符 号的有效符号期间部分的时间域的复数基带信号进行FFT处理，将其变换为频域的复数基 带信号，并将Pl符号的频域的复数基带信号输出到Pl宽带fc误差检测校正部M。Pl正 交变换部53的处理不限于此。Pl宽带fc误差检测校正部M检测从Pl正交变换部53输入的Pl符号中的宽带 载波频率误差量。这里，由Pi宽带fc误差检测校正部M检测的宽带载波频率误差量是Pi 符号的副载波间隔单位的误差量。Pi宽带fc误差检测校正部M根据检测到的宽带载波频 率误差量，实施Pi符号的宽带载波频率偏移的校正。Pi宽带fc误差检测校正部M将校正 了宽带载波频率偏移的Pl符号输出到Pl解码部55，并且将检测到的宽带载波频率误差量 输出到图2的fc校正部23。Pl解码部55执行从Pl宽带fc误差检测校正部M输入的Pl符号的解码处理，并 将以Pl符号发送的控制信息输出到图2的控制信息收集部23。下面，参照图4和图5来说明图3的Pl宽带fc误差检测校正部M。图4是图3的Pl宽带fc误差检测校正部M的构成图，Pl宽带fc误差检测校正 部讨具备功率计算部101、相关计算部102、最大值检测部103和fc校正部104。将从图3 的Pl正交变换部53输出的Pl符号的频域的复数基带信号提供给功率计算部101与fc校 正部104。功率计算部101算出Pl符号的各副载波信号的功率值，将算出的各副载波信号的 功率值输出到相关计算部102。相关计算部102 —边沿载波方向以一个副载波为单位将各副载波信号的功率值 移位，一边计算由多个副载波信号的功率值构成的序列、与活跃载波的配置序列(将对应 于活跃载波的位置的序列要素设为1、将对应于空载波位置的序列要素设为0的序列)的相 关，并将算出的相关值输出到最大值检测部103。具体地，相关计算部102的相关算出处理在将各副载波信号的功率值设为X[i]、 各抽头系数设为c[j]时，为序列X与序列C的卷积运算。就X、C而言，i、j越大，表示载波 序号越大的副载波的位置。另外，抽头系数c[j]中，对应于Pl符号的活跃载波位置设置1， 对应于空载波位置设置0。这里，图5示出相关计算部102的一构成例。如图5所示，相关计算部102具备寄 存器15、 151N_i、乘法器15 15 、和加法部153。寄存器及乘法器的个数例如根据Pl 符号的有效副载波数量来决定。功率计算部101算出的Pl符号的各副载波信号的功率值例如按副载波频率从低 到高的顺序或副载波频率从高到低的顺序提供给相关计算部102。各寄存器151N_i 15込使输入的副载波信号的功率值延迟后输出，各乘法器15 15 对输入的副载波信号的功 率值乘以抽头系数Kn Ktl，并将乘法值输出到加法部153。抽头系数Ktl Kn中，对应于Pl 符号的活跃载波位置设置1，对应于空载波位置设置0。加法部153将从乘法器15 15 输入的乘法值相加，将相加值作为相关值，输出到最大值检测部103。每当从功率计算部101向相关计算部102提供副载波信号的功率值时实施上述一 连串处理。图4的最大值检测部103观测从相关计算部102内的加法部153输入的相关值， 检测最大的相关值，将取最大的相关值时的移位量作为宽带载波频率误差量，输出到fc校 正部104与图2的fc校正部23。这里，所谓移位量是表示相对于在将由Pl正交变换部53正交变换的Pl符号的宽 带载波频率误差量假设为0时相关计算部102在相关运算中使用的副载波的集合、由相关 计算部102在相关运算中使用的副载波的集合向载波方向偏移多少副载波数量的量。对Pl 符号的活跃载波进行 DBPSK (Difference Binary Phase ShiftKeying，差分 二进制相移键控)。由于输入至将抽头系数设定为1的全部乘法器的功率值仅为活跃载波 的移位量下的相关值为全部活跃载波的功率值的总和，所以取为与包含空载波的其他移位 量下的相关值相比较大的值。因此，得到最大相关值的移位量变为宽带载波频率误差量，可 检测宽带载波频率误差量。fc校正部104对于从图3的Pl正交变换部53输入的Pl符号的频域的复数基带 信号，由存储器等吸收从功率计算部101至最大值检测部103的各部处理所需的处理延迟， 并根据从最大值检测部103输入的宽带载波频率误差量，实施宽带载波频率偏移的校正。 之后，fc校正部104将校正了宽带载波频率偏移的Pl符号的频域的复数基带信号输出到 图3的Pl解码部55。Pl解调部33的构成不限于图3至图5所示的构成，也可构成为可执行Pl符号中 宽带载波频率误差的检测及由Pl符号发送的控制信息的抽取等。下面，参照图6至图8来说明图2的宽带fc误差计算部37。图6是图2的宽带fc误差计算部37的构成图，宽带fc误差计算部37具备差动 检波部201、相关计算部202i 20216和最大值检测部203。考虑作为导频模式，存在8种 导频模式PPl PP8，作为载波扩展模式，存在通常模式与扩展模式这两种，宽带fc误差计 算部37具备16个相关计算部20 20216。不用说，宽带fc误差计算部37具备的相关计 算部的数量可随着规格等适当变更。差动检波部201使用从图2的正交变换部36输入的Pl符号以外的各符号(P2符 号、数据符号、Frame Close符号)，对每个副载波，沿符号方向差动检波副载波信号，将差动 检波结果得到的值(下面称为“副载波信号的差动检波值”。)输出到相关计算部20
20 216 ο这里，图7中示出差动检波部201的构成。如图7所示，差动检波部201具备延迟 部231、共轭复数运算部232和乘法器233。将从图2的正交变换部36输出的除了 Pl符号的符号(P2符号、数据符号、Frame Close符号)的频域的复数基带信号提供给延迟部231与乘法器233。延迟部231使提供的符号的频域的复数基带信号延迟1符号后输出到共轭复数运算部232。共轭复数运算部232对从延迟部231输入的复数基带信号实施共轭复数运算， 将共轭复数运算结果得到的复数基带信号输出到乘法器233。乘法器233将从正交变换部 36输入的复数基带信号与从共轭复数运算部232输入的复数基带信号复数相乘，将复数乘 法结果得到的各副载波中的复数乘法值作为各副载波信号的差动检波值，输出到相关计算 部 20 20216。这样，差动检波部201对每个副载波实施符号方向的差动检波，并将差动检波结 果得到的各副载波信号的差动检波值输出到相关计算部202i 20216。各相关计算部20 202m被彼此不同地分配导频模式及载波扩展模式的组合之 一。之后，各相关计算部20 202 ；被图2的控制信息收集部23基于对应于分配的组合 的FFT尺寸来分配CP信号的配置模式。各相关计算部20 202m —边沿载波方向以一个副载波为单位对从差动检波部 201输入的各副载波信号的差动检波值进行移位，一边计算由多个副载波信号的差动检波 值构成的输入序列、与由分配的CP信号的配置模式规定的CP载波的配置序列(将对应于 CP载波的位置的序列要素设为1、将此外的序列要素设为0的序列)的相关，并算出相关值 的功率，将功率值输出到最大值检测部203。具体地，各相关计算部20 202 ；的相关算出处理在将各副载波信号的差动检 波值设为x[i]、各抽头系数设为c[j]时，为序列X与序列C的卷积运算。就X、C而言，i、j 越大，表示载波序号越大的副载波的位置。另外，将对应于由分配的CP信号配置模式规定 的CP载波位置的抽头系数C[j]设置为1，将此外的抽头系数C[j]设置为0。这里，图8示出相关计算部20 202 ；的一构成例。如图8所示，各相关计算部 202! 20216具备寄存器2510 251^、乘法器2520 25 、加法部253与功率计算部254。 其中，寄存器及乘法器的个数例如根据FFT尺寸最大时Pl符号以外的符号的有效副载波数 量来决定。差动检波部201算出的各副载波信号的差动检波值例如按副载波频率从低到高 的顺序或副载波频率从高到低的顺序提供给相关计算部20 20216。各寄存器251N_i 251。使输入的副载波信号的差动检波值延迟后输出，各乘法器25 25 对输入的副载波 信号的差动检波值乘以设定的抽头系数Kn Ktl，并将乘法值输出到加法部253。抽头系数 Ktl Kn中，由控制信息收集部23向对应于由分配给自身的相关计算部的CP信号的配置模 式规定的CP载波位置的抽头系数设置1，向此外的抽头系数设置0。加法部253将从乘法器25 25 输入的乘法值相加，将相加值(相关值)输出 到功率计算部254。功率计算部2M算出从加法部253输入的相关值的功率，将算出的功率 值输出到最大值检测部203。每当从差动检波部201输入副载波信号的差动检波值时，实施上述一连串处理。图6的最大值检测部203观测从各相关计算部202i 202 ；内的功率计算部2M 输入的功率值，从规定检测范围中的全部相关值中，检测最大的相关值，将取最大相关值的 移位量作为宽带载波频率误差量，输出到图2的fc校正部23。这里，所谓移位量是表示相对于在将由正交变换部36正交变换的符号的宽带载 波频率误差量假设为0时相关计算部202i 202 ；在相关运算中使用的副载波的集合、相 关计算部202i 20216在相关运算中使用的副载波的集合向载波方向偏移多少副载波数量的量。另外，所谓检测范围是宽带fc误差计算部37在宽带载波频率误差量算出中利用的、 换言之、最大值检测部203在最大值检测处理中利用的移位量的范围。宽带fc误差计算部37中，通过对每个副载波差动检波图2的正交变换部36的输 出信号，CP载波的各差动检波值变为彼此接近的矢量，非CP载波的副载波的各差动检波值 变为随机矢量。因此，在与基于发送的导频模式及载波扩展模式下的FFT尺寸的CP信号配 置模式对应的相关计算部中，当向将抽头系数设定为1的全部乘法器输入CP载波的各差动 检波值时，相关值变大，由于不同移位位置处包含随机差动检波值的副载波，所以相关值变 小。另外，在与基于发送的导频模式及载波扩展模式下的FFT尺寸的CP信号配置模式对应 的相关计算部以外的相关计算部中，不将CP载波的各差动检波值的全部输入将抽头系数 设定为1的全部乘法器，由于肯定包含非CP载波的副载波，所以相关值变小。因此，取最大 相关值的CP信号的配置模式中的移位量为宽带载波频率误差量，可检测宽带载波频率误差量。在FFT尺寸为lk、2k、4k的情况下，由于仅存在通常模式，所以扩展模式用的8个 相关计算部20 20216不进行相关算出处理，或者，最大值检测部203执行去除从扩展模 式用的8个相关计算部20 202m输入的相关值后检测最大相关值的处理。下面，说明宽带fc误差计算部37检测宽带载波频率误差量的检测范围。在载波扩展模式下，通常模式与扩展模式的CP载波的个数差异相差几个左右(参 照图50)，CP载波位置若以物理副载波的位置考虑，则为移位通常模式与扩展模式的有效 副载波数量之差的一半的配置。这是因为由图45、图46至图49与图50所示的值确定的 CP载波位置变为有效副载波序号，通常模式与扩展模式如图26所示，在有效副载波的位置 的开始位置有偏移。由此，扩展模式与通常模式的CP载波的物理副载波的位置偏移变为扩 展模式与通常模式的副载波数量之差的一半(Δ f)(参照图42)。通常模式与扩展模式的位置关系仅简单移位，在扩展模式下还增加数个CP载波， 所以例如正确的副载波位置上的通常模式的相关、与移位Δf后的位置的扩展模式的相关 之差几乎没有。因此，通常模式下不发生宽带载波频率偏移还是扩展模式下发生Δ ·的宽 带载波频率偏移无法区别，有可能会检测错误的宽带载波频率误差量。因此，若先使用Pl符号检测Pl符号的副载波间隔单位的误差量(宽带载波频率 误差量)，并根据利用Pl符号检测到的宽带载波频率误差量对Pl符号以外的符号(Ρ2符 号、数据符号、Frame Close符号)实施载波频率偏移的校正，则Pl符号以外的符号中该符 号的副载波间隔单位的误差量(宽带载波频率误差量)收纳于最高十几副载波内。因此， 只要仅将十几副载波设为检测范围即可。若为该检测范围，则由于小于Af的移位量即可， 所以鉴于图42所示的Af的值，可避免扩展模式与通常模式相混而引起误检测。从上述可知，宽带fc误差计算部37的检测范围只要将通常模式与扩展模式的有 效副载波数量之差的一半(Δ ·)设为上限即可。下面，说明宽带fc误差计算部37对Pl符号以外的符号的处理。在DVB-T2中，就Pl符号以外的符号而言，有存在CP信号的符号与不存在CP信号 的符号。前者中有数据符号，后者中有P2符号与FrameClose符号。帧的最终符号在SISO的情况下，去除导频模式PP8，对应于保护间隔比与导频模 式PPl PP7的组合，规定数据符号或Frame Close符号。具体地，在设定的导频模式PPl PP7中的SP信号的副载波间隔(Dx · Dy)的倒数比设定的保护间隔比小的情况下，规定为 Frame Close符号，当大时，规定为数据符号。另夕卜，在MISO的情况下，去除导频模式PP8， 规定FrameClose符号。图9中，用“()”括起表示不存在Frame Close符号的情况。图10中示出包含P2符号、数据符号及Frame Close符号的传输格式的示意图。 Frame Close符号相比数据符号插入更多导频信号。将其配置成可在传输路特性推定中顺 利进行时间轴方向的插补。将SP信号以外附加的导频信号称为FC(Frame Close)导频信 号。由于Frame Close符号包含导频信号较多，所以Frame Close符号中不配置CP信号。在知道导频模式PPl PP8与保护间隔比之前，不清楚最终符号是Frame Close 符号还是数据符号。宽带fc误差计算部37当以Pl符号以外的符号进行宽带载波频率误差量的算出 处理时，将帧的最终符号作为无CP信号的Frame Close符号处理。其中，在DVB-T2中，以 P2符号来发送每DVB-T2帧的符号数量。因此，由于在解码P2符号之前不清楚每DVB-T2帧 的符号数量，所以通过检测下一帧的Pl符号，将其前的符号判断为帧的最终符号。另外，P2符号的符号数量由FFT尺寸唯一决定(参照图40)，FFT尺寸信息通过解 码Pl符号可知。宽带fc误差计算部37利用以Pl符号发送的FFT尺寸信息，进行P2符号 与数据符号的判别。鉴于以上描述，宽带fc误差计算部37在差动检波部201的差动检波中使用的符 号双方是配置CP信号的数据符号(去除帧的最终符号。)的情况下，执行基于相关计算部 202! 20216的相关算出处理或基于最大值检测部203的最大值检测处理，执行宽带载波频 率误差量的算出，将算出的宽带载波频率误差量输出到图2的fc校正部32。另一方面，宽带fc误差计算部37在差动检波部201的差动检波中使用的符号至 少之一是不包含CP信号的符号(P2符号、帧的最终符号)的情况下，不执行基于相关计算 部20 202 ；的相关算出处理或基于最大值检测部203的最大值检测处理，使宽带载波 频率误差量向图2的fc校正部32的输出停止或无效。<宽带fc误差计算部的变形例>(1)设为宽带fc误差计算部37在差动检波部201的差动检波中使用的符号至少 之一是不包含CP信号的符号(P2符号、帧的最终符号)的情况下，不算出宽带载波频率误 差量，但不限于此，例如也可如下所示。(1-1)宽带fc误差计算部37在差动检波部201的差动检波中使用的符号之一是 未配置CP信号的P2符号、另一个是配置CP信号的开头数据符号的情况下，执行基于各相 关计算部20 202 ；的相关算出处理或基于最大值检测部203的最大值检测处理，执行 宽带载波频率误差量的算出，将算出的宽带载波频率误差量输出到fc校正部32。此时，各相关计算部20 20216将对应于副载波的位置的序列要素设为1、将此 外的序列要素设为0的配置序列用于相关算出处理中，该副载波是根据按P2符号分配的导 频模式及载波扩展模式的FFT尺寸来配置P2导频信号的副载波，并且是根据以开头的数据 符号分配的导频模式及载波扩展模式的FFT尺寸来配置CP信号的副载波。各相关计算部 202! 202 ； —边沿载波方向以一个副载波为单位移位从差动检波部201输入的各副载波 信号的差动检波值，一边计算由多个副载波信号的差动检波值构成的输入序列与上述配置 序列的相关，并算出相关值的功率。之后，最大值检测部203进行最大值检测处理，算出宽带载波频率误差量，将算出的宽带载波频率误差量输出到图2的fc校正部32。设为“是根据以开头的数据符号分配的导频模式及载波扩展模式的FFT尺寸来配 置CP信号的副载波”，但也可设为“是根据以开头的数据符号分配的导频模式及载波扩展 模式的FFT尺寸来配置SP信号及CP信号中的某一个的副载波”、或“是根据以开头的数据 符号分配的导频模式及载波扩展模式的FFT尺寸来配置SP信号的副载波”。在这两个情况 下，例如也可仅使用SP信号的一部分。(1-2)宽带fc误差计算部37在差动检波部201的差动检波中使用的符号双方是 未配置CP信号的P2符号的情况下，执行基于各相关计算部202i 20216的相关算出处理 或基于最大值检测部203的最大值检测处理，执行宽带载波频率误差量的算出，将算出的 宽带载波频率误差量输出到fc校正部32。此时，各相关计算部20 20216将对应于根据按P2符号分配的导频模式及载波 扩展模式的FFT尺寸来配置P2导频信号的部分副载波的位置的序列要素设为1、将此外的 序列要素设为0的配置序列用于相关算出处理中。各相关计算部20 202 ； —边沿载波 方向以一个副载波为单位使从差动检波部201输入的各副载波信号的差动检波值移位，一 边计算由多个副载波信号的差动检波值构成的输入序列与上述配置序列的相关，并算出相 关值的功率。之后，最大值检测部203进行最大值检测处理，算出宽带载波频率误差量，将 算出的宽带载波频率误差量输出到图2的fc校正部32。其中，上述部分副载波例如是根据 按数据符号分配的导频模式及载波扩展模式的FFT尺寸来配置CP信号的副载波。而且，上 述部分副载波最好不构成周期配置。(1-3)宽带fc误差计算部37也可在解码P2符号之后，由于帧构造明确，所以根据 帧构造来判断最终符号是Frame Close符号还是数据符号，执行之后的宽带载波频率误差
量的算出处理。在帧的最终符号是数据符号的情况下，宽带fc误差计算部37将差动检波部 201的差动检波中使用的符号双方作为配置CP信号的数据符号，进行基于各相关计算部 202! 202 ；的相关算出处理等，进行宽带载波频率误差量的算出。另一方面，在帧的最后符号是Frame Close符号的情况下，各相关计算部20 20216将对应于副载波的位置的序列要素设为1、将此外的序列要素设为0的配置序列用于 相关算出处理中，该副载波是根据按Frame Close符号之前的数据符号分配的导频模式及 载波扩展模式的FFT尺寸来配置CP信号的载波，并且是根据以Frame Close符号分配的导 频模式及载波扩展模式的FFT尺寸来配置SP信号及FC导频信号中的某一个的副载波。各 相关计算部20 20216 —边沿载波方向以一个副载波为单位移位从差动检波部201输入 的各副载波信号的差动检波值，一边计算由多个副载波信号的差动检波值构成的输入序列 与上述配置序列的相关，并算出相关值的功率。之后，最大值检测部203进行最大值检测处 理，算出宽带载波频率误差量，将算出的宽带载波频率误差量输出到图2的fc校正部32。设为“是根据按Frame Close符号之前的数据符号分配的导频模式及载波扩展模 式的FFT尺寸来配置CP信号的载波”，但也可设为“是根据按Frame Close符号之前的数 据符号分配的导频模式及载波扩展模式的FFT尺寸来配置CP信号及SP信号中的某一个的 载波”、或“是根据按Frame Close符号之前的数据符号分配的导频模式及载波扩展模式的 FFT尺寸来配置SP信号的载波”。在这两个情况下，例如也可仅使用SP信号的一部分。
另外，也可将“是根据以Frame Close符号分配的导频模式及载波扩展模式的FFT 尺寸来配置SP信号及FC导频信号中的某一个的副载波”设为“是根据以Frame Close符号 分配的导频模式及载波扩展模式的FFT尺寸来配置SP信号的副载波”或“是根据以Frame Close符号分配的导频模式及载波扩展模式的FFT尺寸来配置FC导频信号的副载波”。(2)宽带fc误差计算部37构成为在通常模式与扩展模式下使用不同相关计算部， 但也可构成为在通常模式与扩展模式下共用相关计算部。例如，构成为对相关计算部设定对应于通常模式下的配置序列的抽头系数，并在 通常模式与扩展模式下共用该相关计算部。此时，增大宽带fc误差计算部37的检测范围， 根据对应于最大相关值的移位量的大小，判断是通常模式还是扩展模式，调整为与之对应 的移位量。例如，在FFT尺寸为32k的情况下，如图42所示，在通常模式与扩展模式下，副载 波数量相差576个，两者的CP载波的配置作为物理副载波的位置偏差288个。这里，以通常 模式为基准，设检测范围为-304 +16副载波(“_”表示左副载波方向[副载波序号小的 方向]，“ + ”表示右副载波方向[副载波序号大的方向]。)。由于使用Pl符号来进行宽带 载波频率偏移的校正，所以Pl符号以外的符号中的宽带载波频率误差量收纳于-16 +16 副载波中。因此，检测到的移位量若为-16 +16副载波，则是通常模式，该移位量构成宽 带载波频率误差量。另外，检测到的移位量若为-304 -272副载波，则判断为扩展模式， 将对检测到的移位量加上288后的值设为宽带载波频率误差量。(3)控制信息收集部23通过解码P2符号，可收集以P2符号发送的导频模式及载 波扩展模式。由此，宽带fc误差计算部37在解码P2符号之后，例如，(3-1)可以仅使对应 于以P2符号发送的导频模式及载波扩展模式的相关计算部动作，最大值检测部203仅观测 该相关计算部的输出信号，进行宽带载波频率误差量的算出，(3-2)也可以使全部相关计算 部动作，最大值检测部203仅观测对应于以P2符号发送的导频模式及载波扩展模式的相关 计算部的输出信号，进行宽带载波频率误差量的算出。<fc校正部的变形例〉(1) fc校正部32构成为使用以Pl符号检测到的Pl符号的副载波间隔以内的误差 量(窄带载波频率误差量)来校正载波频率偏移，但也可构成为不使用该误差量来校正载 波频率偏移。这是因为就均衡部39的输入信号而言，Pl符号的副载波间隔以内的误差量 可使用窄带fc误差计算部35及宽带fc误差计算部37算出的载波频率的误差量来进行校 正。另外，fc校正部32构成为使用由Pl符号检测到的Pl符号的副载波间隔单位的 误差量(宽带载波频率误差量)来校正载波频率偏移，但也可构成为不使用该误差量来校 正载波频率偏移。在载波频率偏移收纳于通常模式与扩展模式的有效副载波数之差的一半 (Af)的再一半(AfA)以内的情况下，也可不将由Pl符号检测到的宽带载波频率误差量 用于载波频率偏移的校正。《第2实施方式》下面，参照附图来说明本发明的第2实施方式。在第2实施方式中，向实质上与第 1实施方式的构成要素相同的构成要素附加相同符号，可适用其说明，所以在第2实施方式 中，省略该说明。
第1实施方式的宽带fc误差计算部37设置使导频模式及载波扩展模式组合的个 数的相关计算部20 20216，并行进行对导频模式及载波扩展模式的组合的全部CP信号 配置模式的相关算出处理。相反，第2实施方式的宽带fc误差计算部37使用一个相关计算部202A，串行依次 进行对导频模式及载波扩展模式的组合的全部CP信号配置模式的相关算出处理。下面，参照图11来说明第2实施方式的宽带fc误差计算部37A。宽带fc误差计 算部37A如图11所示，具备差动检波部201、存储器271、控制部272、与图8实质相同构成 的相关计算部202A、以及最大值检测部203。宽带fc误差计算部37A中，将一个相关计算部202A共用于对导频模式及载波扩 展模式的组合的全部CP信号配置模式的相关算出处理中，所以必需保持从差动检波部201 输出的各副载波的差动检波值。因此，将差动检波部201的差动检波结果得到的各副载波 信号的差动检波值保持在存储器271中。控制部272将导频模式及载波扩展模式的组合依次设为相关计算部202A的相关 算出处理的对象。之后，控制部272根据设为对象的导频模式及载波扩展模式的FFT尺寸， 设定相关计算部202A的抽头系数Ktl KN，使对应于由CP信号配置模式规定的CP载波的 位置的抽头系数变为1，此外的抽头系数变为0。接着，控制部272控制从存储器271向相关计算部202A提供各副载波信号的差动 检波值。相关计算部202A每当被提供副载波信号的差动检波值，都使用从存储器271提供 的多个副载波信号的差动检波值与控制部272设定的抽头系数Ktl KN，进行相关算出处理， 将相关值输出到最大值检测部203。《第3实施方式》下面，参照附图来说明本发明的第3实施方式。在第3实施方式中，向实质上与第 1实施方式的构成要素相同的构成要素附加相同符号，可适用其说明，所以在第3实施方式 中，省略该说明。第3实施方式及后述的第4实施方式的宽带fc误差计算部37B、37C向第1实施 方式的宽带fc误差计算部37附加了使差动检波部201的输出信号平滑化的功能。下面，参照图12来说明第3实施方式的宽带fc误差计算部37B。宽带fc误差计 算部37B如图12所示，构成为向宽带fc误差计算部37的构成(参照图6)追加平方运算 部四1、及符号间滤波器四2。将从差动检波部201输出的差动检波信号输入平方运算部四1。平方运算部291 对每个副载波实施从差动检波部201输入的差动检波信号的平方运算，并将平方运算结果 得到的信号输出到符号间滤波器四2。符号间滤波器292对每个副载波沿符号方向对从平 方运算部291输入的信号进行平滑化，将平滑化后的信号输出到相关计算部20 20216。 相关计算部20 202 ；使用符号间滤波器四2的输出信号代替差动检波部201的输出信 号来进行相关算出处理。这样，通过向符号方向的平滑化，可强调CP载波的矢量，使相关的最大值变显著， 提高宽带载波频率误差量的算出精度。《第4实施方式》在说明第4实施方式之前，简单说明DVB-T2标准中的SP信号及CP信号的极性。
DVB-T2标准中的SP信号及CP信号的极性由载波方向下的PRBSO3Seudorandom Binary kquence，伪随机二进制序列)与PNG3SeudorandomNoise，伪随机噪声)序列的异 或提供。PRBS是下述(式3)所示的二进制序列，使用“ 11111111111 ”来作为初始序列。[式3]xn+x2+x (式 3)PN序列是图13所示的序列。图13的序列由16进制表示。对每个符号依次使用 PN序列，在帧的开头符号返回到PN序列的开头。根据对PRBS的载波位置k下的Wk与PN序列的符号位置1 (字母L)下的P1的下 述(式4)的异或，利用下述(式5)，确定载波位置k、符号位置1(字母L)下的SP信号与 CP信号的极性Cu。[式4]rki = Wk 十(式 4)其中，十表示异或运算符。[式5]ckjl = l-2rkjl (式 5)下面，参照附图来说明本发明的第4实施方式。在第4实施方式中，向实质上与第 1实施方式的构成要素相同的构成要素附加相同符号，可适用其说明，所以在第4实施方式 中，省略该说明。下面，参照图14来说明第4实施方式的宽带fc误差计算部37C。宽带fc误差计 算部37C如图14所示，构成为向宽带fc误差计算部37的构成(参照图6)追加PN序列产 生部301、数值变换部302、PN差动检波部303、乘法部304及符号间滤波器305。PN序列产生部301以帧的开头符号为基准，发生图13所示的PN序列，并将发生的 PN序列输出到数值变换部302。PN序列产生部301可由逻辑电路构成。另外，PN序列产生 部301可构成为将图13的PN序列读入存储器中，读出相当于符号序号的值。数值变换部302对从PN序列产生部301输入的PN序列，使用下述(式6)，实施数 值变换，将变换结果得到的序列的信号输出到PN差动检波部303。(式6)中，C1是符号位 置1 (字母L)下的信号极性，P1是符号位置1 (字母L)下的PN序列的值。[式6]C1 = l-2Pl (式 6)PN差动检波部303在符号间对从数值变换部302输入的序列的信号进行差动检 波，将差动检波结果得到的信号(下面称为“PN差动检波信号”。)输出到乘法部304。乘 法部304对每个副载波将从差动检波部201输入的差动检波信号与从PN差动检波部303 输入的PN差动检波信号相乘，将乘法结果得到的信号输出到符号间滤波器305。符号间滤 波器305对每个副载波对从乘法部304输入的信号进行平滑化，将平滑化后的信号输出到 相关计算部20 20216。相关计算部20 20216使用符号间滤波器305的输出信号代 替差动检波部201的输出信号来进行相关算出处理。这样，通过校正因持有基于PN序列的极性而产生的差动检波部201输出信号的 每个符号的矢量差异，并输入符号间滤波器305，可实施符号间的平滑化，强调CP载波的矢量，使相关的最大值变显著，提高宽带载波频率误差量的检测精度。作为宽带fc误差计算部的构成，不限于图6、图11、图12、图14所示的构成，也可 构成为可由Pi符号以外的符号来算出该符号的副载波间隔单位的误差量。《第5实施方式》下面，参照附图来说明本发明的第5实施方式。在第5实施方式中，向实质上与第 1实施方式的构成要素相同的构成要素附加相同符号，可适用其说明，所以在第5实施方式 中，省略该说明。第1实施方式的解调部13形成反馈结构，使用由宽带fc误差计算部37算出的宽 带载波频率误差量，实施正交解调部31的输出信号的载波频率偏移的校正。相反，第5实施方式的解调部13D构成为使用由宽带fc误差计算部37算出的宽 带载波频率误差量，实施正交变换部36的输出信号的载波频率偏移的校正。下面，参照图15来说明第5实施方式的解调部13D。如图15所示，解调部13D的 解调核心部22D构成为相对解调部13的解调核心部22的构成(参照图2)，将fc校正部 32置换为fc校正部32D，追加fc校正部45。fc校正部32D根据此前由Pl解调部33检测到的窄带载波频率误差量及宽带载波 频率误差量、及此前由窄带fc误差计算部35算出的窄带载波频率误差量，发生校正载波频 率。fc校正部32D根据校正载波频率，实施正交解调部32的输出信号的载波频率偏移的校 正。宽带fc误差计算部37将算出的宽带载波频率误差量输出到fc校正部45。fc校正部45根据由宽带fc误差计算部37算出的宽带载波频率误差量，实施从正 交变换部36输入的频域的复数基带信号的载波频率偏移的校正。之后，fc校正部45将校 正了载波频率偏移的频域的复数基带信号输出到传输路特性推定部38与均衡部39。作为根据宽带fc误差计算部37算出的宽带载波频率误差量来校正载波频率偏移 的构成，不限于图2、图15所示的构成。《第6实施方式》下面，参照附图来说明本发明的第6实施方式。在第6实施方式中，向实质上与第 1实施方式的构成要素相同的构成要素附加相同符号，可适用其说明，所以在第6实施方式 中，省略该说明。第6实施方式及后述的第7实施方式的解调部相对于第1实施方式的解调部13， 附加通过根据FFT尺寸、保护间隔比与SIS0/MIS0信息抽取实际发送中有可能使用的导频 模式来进行Pl符号以外符号中的宽带载波频率误差量算出的功能。下面，参照图16来说明第6实施方式的解调部13E。如图16所示，解调部13E具 备A/D变换部21、解调核心部22E与控制信息收集部23E。解调核心部22E构成为相对于解 调核心部22的构成(参照图6)，将宽带fc误差计算部37置换为宽带fc误差计算部37D。如图39所示，由FFT尺寸、SIS0/MIS0信息与保护间隔比的组合取得的导频模式 仅是导频模式PPl PP8的一部分(最大4种导频模式)。因此，控制信息收集部23E利用从Pl解调部33接收的FFT尺寸信息及SIS0/MIS0 信息、与从GI判定部34接收的保护间隔比，进行从导频模式PPl PP8中取得的导频模式 的抽取，将抽取到的导频模式(下面称为“候选导频模式”。)输出到解调核心部22E内的宽带fc误差计算部37E。下面，参照图17来说明图16的宽带fc误差计算部37E。如图17所示，宽带fc误 差计算部37E构成为相对宽带fc误差计算部37的构成(参照图6)，将最大值检测部203 置换为最大值检测部203E。最大值检测部203E从控制信息收集部23E接收候选导频模式的信息。最大值检 测部203E仅观测从各候选导频模式的通常模式与扩展模式分别对应的相关计算部输出的 相关值，检测最大的相关值，将得到最大相关值的移位量作为宽带载波频率误差量，输出到 图16所示的fc校正部23。由此，可抑制根据未由FFT尺寸、SIS0/MIS0信息与保护间隔比的组合取得的导频 模式之通常模式或扩展模式的CP信号配置模式的最大值检测误判定，可实现宽带载波频 率误差量的检测精度的提高。《第7实施方式》下面，参照附图来说明本发明的第7实施方式。在第7实施方式中，向实质上与第 1实施方式的构成要素相同的构成要素附加相同符号，可适用其说明，所以在第7实施方式 中，省略该说明。下面，参照图18来说明第7实施方式的宽带fc误差计算部37F。如图18所示，宽 带fc误差计算部37F具备差动检波部201、实质上与图8相同构成的相关计算部202Fi 202F8、和最大值检测部203F。如图39所示，能够由FFT尺寸、SIS0/MIS0信息与保护间隔比的组合取得的导频模 式仅是导频模式PPl PP8的一部分，是最大4种的导频模式。另外，作为载波扩展模式， 有通常模式与扩展模式两种。鉴于此，若仅具备8个相关计算部202Fi 202F8，则可根据 取得的导频模式及载波扩展模式的组合分别对应的FFT尺寸，对CP信号的配置模式执行相 关算出处理。因此，宽带fc误差计算部37F仅具备8个相关计算部202& 202F8，实现电路规 模的削减。最大值检测部203F从图16的控制信息收集部23E接收候选导频模式的信息。最 大值检测部203F根据接收到的候选导频模式及载波扩展模式的组合的某一个的FFT尺寸， 彼此不同地向相关计算部 202F8分配CP信号的配置模式。各相关计算部202& 202F8 —边沿载波方向以一个副载波为单位移位从差动检 波部201输入的各副载波信号的差动检波值，一边计算由多个副载波信号的差动检波值构 成的输入序列、与由分配的CP信号的配置模式规定的CP载波的配置序列(将对应于CP载 波的位置的序列要素设为1、将此外的序列要素设为0的序列)的相关，并算出相关值的功 率，将功率值输出到最大值检测部203F。最大值检测部203F仅观测从各候选导频模式的通常模式与扩展模式分别对应的 相关计算部输出的相关值，检测最大的相关值，将得到最大相关值的移位量作为宽带载波 频率误差量，输出到图16所示的fc校正部23。由此，可抑制根据不可由FFT尺寸、SIS0/MIS0信息与保护间隔比的组合取得的导 频模式之通常模式或扩展模式的CP信号配置模式之最大值检测误判定，可实现宽带载波 频率误差量的检测精度的提高。
其中，在第6及第7实施方式中，执行可由FFT尺寸、SIS0/MIS0信息与保护间隔 比的组合取得的导频模式的抽取，但不限于此，例如，也可执行由FFT尺寸与保护间隔比的 组合取得的导频模式的抽取。另外，在第6及第7实施方式中，将保护间隔比用作保护间隔所涉及的信息，但也 可与之无关地将保护间隔长度用作保护间隔所涉及的信息。其中，作为宽带fc误差计算部的构成，不限于图17、图18所示的构成。例如，也 可将第2至第4实施方式中说明的宽带fc误差计算部的构成应用于例如执行可由FFT尺 寸、SIS0/MIS0信息与保护间隔比的组合取得的导频模式抽取的解调部，或应用于执行可由 FFT尺寸与保护间隔比的组合取得的导频模式抽取的解调部。另外，也可应用第1实施方式 中说明的宽带fc误差计算部的变形例( 来构成宽带fc误差计算部。另外，宽带fc误差计算部37E、38E适用第1实施方式中说明的对Pl符号以外符 号的处理，另外，也可适用第1实施方式中说明的宽带fc误差计算部的变形例(1)、(3)的 处理。《第8实施方式》下面，参照附图来说明本发明的第8实施方式。在第8实施方式中，向实质上与第 1实施方式的构成要素相同的构成要素附加相同符号，可适用其说明，所以在第8实施方式 中，省略该说明。第8实施方式的解调部13G向第1实施方式的解调部13追加用于使传输路特性 推定处理的开始提早进行的功能。下面，参照图19至图21来说明第8实施方式的解调部13G。图19是第8实施方式的解调部13G的构成图，解调部13G构成为相对于解调部13 的构成(参照图幻，将宽带fc误差计算部37及传输路特性推定部38置换为宽带fc误差 计算部37G及传输路特性推定部38G。图20中示出宽带fc误差计算部37G的构成。如图20所示，宽带fc误差计算部 37G构成为相对宽带fc误差计算部37的构成(图6的构成)，将最大值检测部203置换为 最大值检测部203G。最大值检测部203G除最大值检测部203的功能外，还将提供最大相关值的导频模 式及载波扩展模式推定为实际发送中使用的导频模式及载波扩展模式，将该导频模式及载 波扩展模式输出到图19的传输路特性推定部38G。图21中示出传输路特性推定部38G的构成。如图21所示，传输路特性推定部38G 具备导频生成部401、导频抽取部402、除法部403与插补部404。传输路特性推定部38G在P2符号被解码之前，利用由宽带fc误差计算部37G内 的最大值检测部203G推定的导频模式及载波扩展模式等，推定P2导频信号的配置模式、SP 信号的配置模式(分散模式)、FC导频信号的配置模式。之后，传输路特性推定部38G在P2符号被解码之前，根据推定的P2导频信号、SP 信号、FC导频信号各自的配置模式，开始传输路特性的推定处理，推定表示正交变换部36 的输出信号在传输路中受到的振幅及相位的变位的传输路特性。导频生成部401生成接收侧已知的P2导频信号、SP信号、FC导频信号，将生成的 P2导频信号、SP信号、FC导频信号输出到除法部403。
将从正交变换部36输出的信号提供给导频抽取部402。导频抽取部402利用P2 导频信号的配置模式、SP信号的配置模式(分散模式)、FC导频信号的配置模式，从提供的 信号中抽取P2导频信号、SP信号、FC导频信号，将抽取出的P2导频信号、SP信号、FC导频 信号输出到除法部403。除法部403通过用从导频生成部402输入的P2导频信号、SP信号、FC导频信号除 以从导频抽取部401输入的P2导频信号、SP信号、FC导频信号，算出影响SP信号、P2导频 信号、FC导频信号的传输路特性，将算出的传输路特性输出到插补部404。由于P2导频信号、SP信号、FC信号以分散、间断方式存在，所以插补部404使用利 用P2导频信号、SP信号、FC信号算出的传输路特性，执行传输路特性的插补处理，求出全部 副载波的传输路特性，将求出的传输路特性输出到图19的均衡部39。就插补而言，存在沿 时间轴(符号)方向插补后沿频率轴(载波)方向插补、或仅沿频率轴(载波)方向插补 等公知的方式，只要使用这些方式来进行插补即可。为了传输路特性推定部38G执行上述传输路特性的推定，需要P2导频信号、SP信 号及FC导频信号的配置模式。若知FFT尺寸，则可知P2符号的符号数量，或者，若知FFT尺寸与SIS0/MIS0信息， 则可知P2导频信号的配置模式。若知导频模式及载波扩展模式，则可知SP信号的配置模 式。根据保护间隔比与导频模式，可知帧的最终符号是Frame Close符号还是数据符 号。通过检测Pl符号，可知其前的符号是帧的最终符号。由于Frame Close符号中配置由 SP信号与FC导频信号构成的导频信号的副载波间隔一定，所以可知FC导频信号的配置模 式。若知FFT尺寸与载波扩展模式，则可知有效副载波数量。鉴于此，传输路特性推定部38G除由宽带fc误差计算部37G内的最大值检测部 203G推定的导频模式及载波扩展模式外，通过利用从Pl符号取出的FFT尺寸及SIS0/MIS0 信息、与保护间隔比，可在解调P2符号之前，开始传输路特性的推定，可快速执行均衡处理。在从P2符号取出导频模式及载波扩展模式后，传输路特性推定部38G使用从P2 符号取出的导频模式及载波扩展模式来代替从宽带fc误差计算部37G接收到的导频模式 及载波扩展模式，推定P2导频信号、SP信号、FC导频信号的配置模式，推定传输路特性。宽带fc误差计算部37G应用图6的宽带fc误差计算部37的构成，但不限于此， 例如也可应用第1至第4实施方式、第6至第7实施方式中说明的宽带fc误差计算部或其 变形的构成。另外，宽带fc误差计算部37G也可不将检测范围作为一个副载波来算出宽带载波 频率误差量，而仅利用最大值检测部203G来实施导频模式及载波扩展模式的检测。此时， 由于Pl符号以外的符号不执行该符号的副载波间隔单位的误差量(宽带载波频率误差量) 的算出，所以不根据该宽带载波频率误差量来实施载波频率偏移的校正。《第9实施方式》下面，参照附图来说明本发明的第9实施方式。在第9实施方式中，向实质上与第 1实施方式的构成要素相同的构成要素附加相同符号，可适用其说明，所以在第9实施方式中，省略该说明。第1实施方式的解调部13使用时间域的复数基带信号来算出Pl符号以外符号中 的窄带载波频率误差量。相反，第9实施方式及后述的第10实施方式的解调部13H、13I使用频域的复数基 带信号来算出Pl符号以外符号中的窄带载波频率误差量。下面，参照图22来说明第9实施方式的解调部13H。如图22所示，解调部13H的 解调核心部22H构成为相对解调部13的解调核心部22的构成(参照图2、，删除窄带fc误 差计算部35，追加窄带fc误差计算部35H。图23中示出窄带fc误差计算部35H的构成。如图23所示，窄带fc误差计算部 35H具备延迟部501、相位差计算部502与载波误差计算部503。将传输路推定部38算出的传输路特性输入至延迟部501与相位差计算部502。延 迟部501使输入的传输路特性延迟一个符号后输出到相位差计算部502。相位差计算部502 使用从传输路特性推定部38输入的CP信号的传输路特性与从延迟部501输入的CP信号 的传输路特性，算出CP信号的传输路特性的符号间的相位差，并将算出的CP信号的符号间 的相位差输出到载波误差计算部503。载波误差计算部503根据从相位差计算部502输入 的CP信号的符号间的相位差，推定窄带载波频率误差量，将推定出的窄带载波频率误差量 输出到图22的fc校正部23。fc校正部23在校正载波频率偏移时，使用从窄带fc误差计算部35H内的载波误 差计算部503输入的窄带载波频率误差量，代替从窄带fc误差计算部35输入的窄带载波
频率误差量。载波频率偏移的校正不仅可由fc校正部23校正，也可通过将求出的相位的逆相 位乘以正交变换部36的输出信号来校正。《第10实施方式》下面，参照附图来说明本发明的第10实施方式。在第10实施方式中，向实质上与 第1实施方式的构成要素相同的构成要素附加相同符号，可适用其说明，所以在第10实施 方式中，省略该说明。下面，参照图对来说明第10实施方式的解调部131。如图M所示，解调部131的 解调核心部221构成为相对解调部13的解调核心部22的构成(参照图2)，删除窄带fc误 差计算部35，追加窄带fc误差计算部351。图25中示出窄带fc误差计算部351的构成。如图25所示，窄带fc误差计算部 351具备差动检波部601、PN序列产生部602、数值变换部603、PN差动检波部604、极性校 正部605与载波误差计算部606。将从正交变换部36输出的信号提供给差动检波部601。差动检波部601实施从正 交变换部36提供的信号中包含的CP信号的差动检波，将差动检波结果得到的信号(差动 检波信号)输出到极性校正部605。结果，除取决于图13所示PN序列的符号间的极性差异 外，得到乘以基于载波频率偏移的相位差的信号。PN序列产生部602以帧的开头符号为基准，发生图13所示的PN序列，将发生的PN 序列输出到数值变换部603。数值变换部603对从PN序列产生部602输入的PN序列，使用 上述(式6)，实施数值变换，将该结果得到的序列的信号输出到PN差动检波部604。PN差动检波部604通过在符号间对从数值变换部603输入的序列的信号进行差动检波，求出符 号间的极性，将求出的符号间的极性输出到极性校正部605。极性校正部605根据由PN差动检波部604求出的符号间的极性，对从差动检波部 601输入的CP信号的差动检波后的信号实施极性的校正，由此算出载波频率偏移引起的符 号间的相位差，并将算出的符号间的相位差输出到载波误差计算部606。载波误差计算部 606根据来自极性校正部605的符号间的相位差，算出窄带载波频率误差量，将算出的窄带 载波频率误差量输出到图M的fc校正部23。fc校正部23在校正载波频率偏移时，使用从窄带fc误差计算部351内的载波误 差计算部606输入的窄带载波频率误差量，代替从窄带fc误差计算部35输入的窄带载波
频率误差量。载波频率偏移的校正不仅可由fc校正部23校正，也可通过将求出的相位的逆相 位乘以正交变换部36的输出信号来校正。也可具有时间域下的窄带fc误差计算部35与频域的窄带fc误差计算部35H、35I 双方，或者，也可在CP信号的配置位置确立之后，将由频域的窄带fc误差计算部35H、35I 算出的载波误差用于校正中。在第1至第10实施方式中，根据算出的Pl符号以外的符号中的该符号的副载波 间隔以内的误差量(窄带载波频率误差量)来对时间域的信号进行载波频率偏移的校正， 但不限于此，也可对频域的信号来进行载波频率偏移的校正。另外，例如也可组合第1至第4、第6、第7实施方式中说明的时间域下的窄带载波 频率误差量的算出、与第9、第10实施方式中说明的频域下的窄带载波频率误差量的算出。《第11实施方式》下面，参照附图来说明本发明的第11实施方式。在第11实施方式中，向实质上与 第1实施方式的构成要素相同的构成要素附加相同符号，可适用其说明，所以在第11实施 方式中，省略该说明。第1实施方式的解调部13在宽带fc误差计算部37算出宽带载波频率误差量之 前，使用由Pi符号检测到的Pi符号的副载波间隔单位的误差量，将Pi符号以外的符号的 该符号的副载波间隔单位的误差量收纳于扩展模式与通常模式的有效副载波数量之差的 一半以内。相反，第11实施方式的解调部13J在宽带fc误差计算部37算出宽带载波频率误 差量之前，不利用Pl符号，而将Pl符号以外符号的该符号的副载波间隔单位的误差量收纳 于扩展模式与通常模式的有效副载波数量之差的一半以内。在第11实施方式中，如图沈所示，将相当于通常模式与扩展模式的有效载波之差 的区域分别设为区域A、区域B。下面，参照图27来说明第11实施方式的解调部13J。如图27所示，解调部13J的 解调核心部22J构成为相对解调部13的解调核心部22的构成(参照图2)，具备fc校正部 32J来代替fc校正部32，追加事先fc误差计算部48。图观中示出事先fc误差计算部48的构成。如图观所示，事先fc误差计算部48 具备第1功率计算部701、第2功率计算部702与比较部703。第1功率计算部701算出区域A中包含的副载波信号的功率总和，将算出的功率总和值输出到比较部703。第2功率计算部702算出区域B中包含的副载波信号的功率总 和，将算出的功率总和值输出到比较部703。比较部703比较从第1功率计算部701输入的区域A的副载波信号的功率总和值 (下面称为“A区域功率值”。)与从第2功率计算部702输入的区域B的副载波信号的功 率总和值(下面称为“B区域功率值”。)。比较部703若A区域功率值比B区域功率值大， 则频率向区域A侧(频率低的方向)偏移，所以将把频率校正得高的信号输出到fc校正部 32J。另一方面，比较部703若B区域功率值比A区域功率值大，则频率向区域B侧(频率 高的方向)偏移，所以将把频率校正得低的信号输出到fc校正部32J。图27的校正部32J根据从事先fc误差计算部38输入的信号，实施载波频率偏移 的校正。上述处理重复执行，以便A区域功率与B区域功率之差为第1阈值以下。由此，载波频率偏移收纳于扩展模式与通常模式的有效载波数量之差的一半以 下，在宽带fc误差计算部37执行的宽带载波频率误差量的算出处理中，可区别扩展模式与 通常模式。另外，也可在A区域功率值与B区域功率值之差为规定值以下时，利用A区域功率 值与B区域功率值来决定是扩展模式还是通常模式。例如，在A区域功率值与B区域功率 值比第2阈值大的情况下，判定为是扩展模式，在小的情况下，判定为是通常模式。由此，可 减少最大值检测中CP信号的配置模式候选，实现宽带载波频率误差量的检测精度的提高。《补充》本发明不限于上述实施方式中说明的内容，用于实现本发明目的与同其关联或附 带目的的其他方式也可实施，例如如下所示。(1)上述各实施方式的接收装置不仅适用于DVB-T2传输格式，还可适用于在由多 个配置模式之中的某一个配置模式规定的副载波的位置配置CP信号的OFDM信号，该多个 配置模式规定配置沿符号方向在多个符号中连续配置的CP信号的多个副载波的位置。(2)在上述各实施方式中，以在由多个CP信号的配置模式中某一个CP信号的配置 模式规定的副载波的位置配置CP信号的OFDM信号为例进行说明，但不限于此，例如也可如 下所示。可以是在由多个配置模式之中的某一个配置模式规定的副载波的位置配置沿符号 方向差动调制后的信号的OFDM信号，该多个配置模式规定配置沿符号方向在多个符号中 连续配置的沿符号方向差动调制后的信号的多个副载波的位置。配置沿符号方向差动调制 后的信号的多个副载波的位置最好不具有周期性。虽然不能直接适用于上述各实施方式，但举例将沿符号方向差动调制后的信号 配置在多个副载波中的传输格式的实例。在作为日本地面数字广播的ISDB-T中，插入 传输称为 TMCC(Transmission MultiplexingConfiguration Control，传输多路配置控 制)信号的控制信息的副载波。TMCC信号为了实施接收机的解调或解码，由系统识别、 传输参数切换指标、紧急警报广播用起动标志、当前信息、下一信息等构成。TMCC信号由 DBPSK (Differential Quaternary Phase Shift Keying，差分四进制相移键控)调制。图 29中示出ISDB-T中的TMCC信号的副载波配置(Mode (模式)3，同步调制的情况)。ISDB-T 中，TMCC信号的副载波配置唯一定义。(3)在上述各实施方式中，接收信号是OFDM信号，但也可是使用彼此不正交的多个载波的多载波调制信号。(4)在上述各实施方式中，以存在扩展模式与通常模式两种的情况为例进行说明， 但不限于此，存在3种以上的模式的情况或仅存在1种模式的情况下也可适用上述各实施 方式中说明的内容。(5)在上述实施方式中，由于以DVB-T2传输格式为对象，所以包含导频模式抽取 中使用的控制信息(例如FFT尺寸信息)的前同步符号是Pl符号，但不限于此。另外，设 包含导频模式及载波扩展模式的控制符号是P2符号，但不限于此。(6)在上述各实施方式中，说明为在作为未配置CP信号的符号的P2符号中，利用 P2导频信号，在Frame Close符号中使用SP信号与FC导频信号，但不限于此，只要是利用 符号方向的差动检波来对齐矢量的信号则可利用。(7)在上述各实施方式中，构成为使用全部CP载波，但不限于此，例如也可如下所 示。利用同一信道内妨碍波(窄带妨碍波或模拟广播波)的影响等，检测功率变大的CP信 号，将检测到的功率变大的CP信号不作为相关算出处理的对象。作为检测方法，例如也可 求出CP载波的功率，检测其值最大的CP载波，作为相关算出处理的排除对象的CP载波，或 将其值超过规定阈值的CP载波检测为相关算出处理的排除对象的CP载波。另外，也可求 出CP载波的差动检波值的功率值，将其值最大的CP载波检测为相关算出处理的排除对象 的CP载波，或将其值超过规定阈值的CP载波检测为相关算出处理的排除对象的CP载波。 对配置SP信号、P2导频信号或FC导频信号的载波也可进行同样的处理。(8)在上述第1实施方式中，正交解调部31使用固定频率进行正交解调，fc校正 部32校正载波频率的误差，但不限于此，例如也可如下所示。正交解调部31也可使用将固 定频率与检测到的载波频率的误差量相加后的频率进行正交解调，得到校正了载波频率偏 移的复数基带信号。可将同样的变形适用于其他实施方式等。(9)在上述第1实施方式中，GI判定部34利用保护相关来推定保护间隔比，但不 限于此，也可利用保护相关以外的手法，推定实际发送中利用的Pl符号以外的符号的保护 间隔比。另外，也可不设置GI判定部34，而依次使用全部保护间隔比来进行处理。可将同 样的变形适用于其他实施方式等。(10)在上述第1实施方式中，构成为单独设置正交变换部36与Pl正交变换部53， 但不限于此，也可构成为共用正交变换部36与Pl正交变换部53。可将同样的变形适用于 其他实施方式等。(11)上述各实施方式中接收装置的各构成要素也可由作为集成电路的LSI (大规 模集成电路)实现。此时，各构成要素可单独单芯片化，也可包含部分或全部地单芯片化。 另外，这里为LSI，但也可根据集成度的不同，称为IC、系统LSI、超LSI、超级LSI。另外，集 成电路化的方法不限于LSI，也可由专用电路或通用处理器来实现。另外，集成电路化的方 法不限于LSI，也可由专用电路或通用处理器来实现。也可利用FPGApieldProgrammalbe Gate Array，场可编程门阵列)、或可重构LSI内部的电路单元的连接或设定的可重构处理 器。并且，若由于半导体技术的进步或派生的其他技术而出现置换LSI的集成电路化的技 术，则当然也可使用该技术来进行功能块的集成化。例如，可适应生物技术等。(12)也可将上述各实施方式中所示的接收装置的动作步骤至少部分记载于接收 程序中，例如由CPU (Central Processing Unit，中央存储器)读出存储在存储器中的该程序后执行，或将上述程序保存在记录媒体中发布等。(13)也可实现执行上述各实施方式中所示的接收装置的接收处理至少一部分的 接收装置。(14)也可组合执行实现上述各实施方式的接收处理一部分的接收装置、或接收方 法、或接收电路或程序来实现上述各实施方式。例如，也可由接收装置或集成电路来实现上 述各实施方式中说明的接收装置的构成的一部分，将去除该部分的构成执行的动作步骤记 载于接收程序中，例如CPU读出存储在存储器中的该程序后执行，由此来实现。(15)也可适当组合上述各实施方式等中说明的内容。
产业上的可利用性
本发明可用于校正发送接收间产生的载波频率偏移的接收装置。
符号说明
1接收装置
11天线
12调谐器
13解调部
14解码部
15显示部
21A/D变换部
22解调核心部
23控制信息收集部
31正交解调部
32fc校正部
33Pl解调部
34GI判定部
35窄带fc误差计算部
36正交变换部
37宽带fc误差计算部
38传输路特性推定部
39均衡部
40纠错部
51Pl位置检测部
52Pl窄带fc误差检测校正部
53Pl正交变换部
54Pl宽带fc误差检测校正部
55Pl解码部
101功率计算部
102相关计算部
103最大值检测部
104 fc校正部
15込 15 V1寄存器152! 15 乘法器153加法部201差动检波部202! 相关计算部203最大值检测部231延迟部232共轭复数运算部233乘法部251^251^ 寄存器252! 25 乘法器253加法部254功率计算部
权利要求
1.一种接收装置，接收多载波调制信号，该多载波调制信号在由规定多个副载波的位 置的多个配置模式之中的某一个配置模式规定的副载波的位置上配置指定信号而成，在该 多个副载波的位置上，配置沿符号方向在多个符号连续配置的所述指定信号，该接收装置 具备正交变换部，利用正交变换，将所述多载波调制信号分离至多个副载波并输出； 宽带载波频率误差计算部，对所述多个配置模式中的各个配置模式，一边沿载波方向 以一个副载波为单位偏移所述正交变换部的输出信号，一边实施计算累积值的累积处理， 该累积值通过对由该配置模式规定的多个副载波的位置上的所述正交变换部的输出信号 实施指定处理而累积得到，根据计算出所述累积值之中的最大值的载波方向的偏移，计算 宽带载波频率误差量；以及载波频率误差校正部，根据计算出的宽带载波频率误差量，实施载波频率偏移的校正。
2.根据权利要求1所述的接收装置，其中， 所述多载波调制信号还包含前同步符号， 所述接收装置还具备前同步载波频率误差推定部，使用所述前同步符号，推定载波频率误差量；以及 载波频率误差校正部，在所述宽带载波频率误差计算部计算宽带载波频率误差量之 前，使用利用所述前同步符号推定的载波频率误差量，实施载波频率偏移的校正。
3.根据权利要求1所述的接收装置，其中，所述多载波调制信号还包含含有控制信息的前同步符号， 所述接收装置还具备前同步解调部，解调所述前同步符号并取出所述控制信息；保护间隔推定部，推定所述前同步符号以外的符号中附加于每个符号的保护间隔所涉 及的信息；以及控制信息收集部，根据所述控制信息及所述保护间隔所涉及的信息，从所述多个配置 模式中选择所述多载波调制信号中有可能使用的配置模式的候选；所述宽带载波频率误差计算部仅对所述配置模式的候选实施所述累积处理。
4.根据权利要求1所述的接收装置，其中，所述多载波调制信号还包含含有控制信息的前同步符号， 所述接收装置还具备前同步解调部，解调所述前同步符号并取出所述控制信息；保护间隔推定部，推定所述前同步符号以外的符号中附加于每个符号的保护间隔所涉 及的信息；以及控制信息收集部，根据所述控制信息及所述保护间隔所涉及的信息，从所述多个配置 模式中选择所述多载波调制信号中有可能使用的配置模式的候选；所述宽带载波频率误差计算部根据计算出针对所述配置模式的候选计算出的累积值 之中的最大值的载波方向的偏移，计算宽带载波频率误差量。
5.根据权利要求1所述的接收装置，其中，使用通常模式和扩展模式中的某一个传输模式来发送所述多载波调制信号，该通常模 式设全部副载波之中的去除了频率高的区域的多个副载波及频率低的区域的多个副载波而得到的中央部的第1范围内的副载波为有效副载波，该扩展模式设将所述第1范围向频 率高的区域及频率低的区域扩展规定数量的副载波而得到的第2范围内的副载波为有效 副载波，以所述有效副载波之中的最低频率的副载波的位置为基准，规定所述配置模式，所述宽带载波频率误差计算部对所述通常模式中的配置模式和所述扩展模式中的配 置模式的双方实施所述累积处理。
6.根据权利要求1所述的接收装置，其中，所述宽带载波频率误差计算部具备差动检波部，对每个副载波，对所述正交变换部的输出信号和一个符号之前的所述正 交变换部的输出信号进行差动检波并输出；相关计算部，对所述多个配置模式中的各个配置模式，一边沿载波方向以一个副载波 为单位偏移所述差动检波部的输出信号，一边计算在由该配置模式规定的多个副载波的位 置设定1并对此外的副载波的位置设定0而得到的配置序列信号与所述差动检波部的输出 信号的相关；以及最大值检测部，通过从所述相关计算部中计算出的相关值中检测最大值，计算所述宽 带载波频率误差量。
7.根据权利要求6所述的接收装置，其中，所述多载波调制信号还包含未配置所述指定信号的符号，所述相关计算部在所述差动检波部的差动检波中使用的两个符号中的至少一个是未 配置所述指定信号的符号的情况下，不执行相关的计算。
8.根据权利要求6所述的接收装置，其中，所述多载波调制信号还包含未配置所述指定信号的符号，在未配置所述指定信号的符号中，对多个副载波配置与所述指定信号不同的指定的第 1信号，所述相关计算部还在所述差动检波部在差动检波中使用的两个符号中的一个是未配 置所述指定信号的符号的情况下，对所述多个配置模式中的各个配置模式，计算在使用该 配置模式的情况下配置所述指定信号、且在未配置所述指定信号的符号中对配置了所述指 定的第1信号的副载波的位置设定1并对此外的副载波的位置设定0而得到的配置序列信 号与所述差动检波部的输出信号的相关。
9.根据权利要求6所述的接收装置，其中，所述多载波调制信号还包含未配置所述指定信号的符号，在未配置所述指定信号的符号中，对多个副载波配置与所述指定信号不同的指定的第 1信号，所述相关计算部还在所述差动检波部在差动检波中使用的两个符号都是未配置所述 指定信号的符号的情况下，计算在未配置所述指定信号的符号中对配置了所述指定的第1 信号的部分副载波的位置设定1并对此外的副载波的位置设定0而得到的配置序列信号与 所述差动检波部的输出信号的相关。
10.根据权利要求5所述的接收装置，其中，所述宽带载波频率误差计算部根据所述累积值最大的配置模式及载波方向的偏移，推定所述多载波调制信号中使用的配置模式及传输模式， 所述接收装置还具备传输路特性推定部，根据所述宽带载波频率误差计算部推定的配置模式及传输模式， 推定所述多载波调制信号在传输路中受到的振幅及相位的变位即传输路特性；以及均衡部，根据由所述传输路特性推定部推定的传输路特性，对所述正交变换部的输出 信号进行振幅及相位的校正。
11.根据权利要求10所述的接收装置，其中，所述多载波调制信号包含分散配置的分散导频信号， 所述分散导频信号的分散模式对应于所述配置模式及传输模式来决定， 所述传输路特性推定部根据推定出的配置模式及传输模式来推定分散模式，并根据推 定出的分散模式来实施传输路特性的推定。
12.根据权利要求5所述的接收装置，其中，所述多载波调制信号还包含含有控制信息的控制符号，该控制信息包含该多载波调制 信号中使用的所述配置模式及所述传输模式，所述接收装置还具备控制信息抽取部，该控制信息抽取部从所述控制符号中取出所述 控制信息，在取出所述控制信息之后，所述宽带载波频率误差计算部仅对所述控制信息中包含的 配置模式及传输模式实施所述累积处理。
13.根据权利要求10所述的接收装置，其中，所述多载波调制信号还包含含有控制信息的控制符号，该控制信息包含该多载波调制 信号中使用的所述配置模式及所述传输模式，所述接收装置还具备控制信息抽取部，该控制信息抽取部从所述控制符号中取出所述 控制信息，在取出所述控制信息之后，所述传输路特性推定部根据所述控制信息中包含的配置模 式及传输模式，实施传输路特性的推定。
14.一种集成电路，接收多载波调制信号，该多载波调制信号在由规定多个副载波的位 置的多个配置模式之中的某一个配置模式规定的副载波的位置上配置指定信号而成，在该 多个副载波的位置上，配置沿符号方向在多个符号连续配置的所述指定信号，该集成电路 具备正交变换电路，利用正交变换，将所述多载波调制信号分离至多个副载波并输出； 宽带载波频率误差计算电路，对所述多个配置模式中的各个配置模式，一边沿载波方 向以一个副载波为单位偏移所述正交变换电路的输出信号，一边实施计算累积值的累积处 理，该累积值通过对由该配置模式规定的多个副载波的位置上的所述正交变换部的输出信 号实施指定处理而累积得到，根据计算出所述累积值之中的最大值的载波方向的偏移，计 算宽带载波频率误差量；以及载波频率误差校正电路，根据计算出的宽带载波频率误差量，实施载波频率偏移的校正。
15.一种接收方法，在接收装置中执行，该接收装置接收多载波调制信号，该多载波调 制信号在由规定多个副载波的位置的多个配置模式之中的某一个配置模式规定的副载波的位置上配置指定信号而成，在该多个副载波的位置上，配置沿符号方向在多个符号连续 配置的所述指定信号，该接收方法具有正交变换步骤，利用正交变换，将所述多载波调制信号分离至多个副载波并输出； 宽带载波频率误差算出步骤，对所述多个配置模式中的各个配置模式，一边沿载波方 向以一个副载波为单位偏移所述正交变换步骤中输出的输出信号，一边实施计算累积值的 累积处理，该累积值通过对由该配置模式规定的多个副载波的位置上的所述正交变换部的 输出信号实施指定处理而累积得到，根据计算出所述累积值之中的最大值的载波方向的偏 移，计算宽带载波频率误差量；以及载波频率误差校正步骤，根据计算出的宽带载波频率误差量，实施载波频率偏移的校正。
16. 一种接收程序，控制接收装置，该接收装置接收多载波调制信号，该多载波调制信 号在由规定多个副载波的位置的多个配置模式之中的某一个配置模式规定的副载波的位 置上配置指定信号而成，在该多个副载波的位置上，配置沿符号方向在多个符号连续配置 的所述指定信号，该接收程序具有正交变换步骤，利用正交变换，将所述多载波调制信号分离至多个副载波并输出； 宽带载波频率误差算出步骤，对所述多个配置模式中的各个配置模式，一边沿载波方 向以一个副载波为单位偏移所述正交变换步骤中输出的输出信号，一边实施计算累积值的 累积处理，该累积值通过对由该配置模式规定的多个副载波的位置上的所述正交变换部的 输出信号实施指定处理而累积得到，根据计算出所述累积值之中的最大值的载波方向的偏 移，计算宽带载波频率误差量；以及载波频率误差校正步骤，根据计算出的宽带载波频率误差量，实施载波频率偏移的校正。
全文摘要
宽带载波频率误差计算部对多个配置模式中的各个配置模式，一边沿载波方向以一个副载波为单位偏移正交变换部的输出信号，一边实施累积处理，计算对由该配置模式规定的多个副载波的位置上的正交变换部的输出信号实施指定处理从而累积的累积值，根据计算出累积值之中的最大值的载波方向的偏移，计算宽带载波频率误差量，载波频率误差校正部根据计算出的宽带载波频率误差量，实施载波频率偏移的校正。
文档编号H04J11/00GK102144365SQ20108000249
公开日2011年8月3日 申请日期2010年6月23日 优先权日2009年7月2日
发明者松村喜修 申请人:松下电器产业株式会社